ANNA HAKKARAINEN PIIKARBIDI-DIODI-AURINKOSÄHKÖVAIHTOSUUNTAAJAN HYÖ- TYSUHDETARKASTELU

ANNA HAKKARAINEN PIIKARBIDI-DIODI-AURINKOSÄHKÖVAIHTOSUUNTAAJAN HYÖ- TYSUHDETARKASTELU Diplomityö Tarkastaja: professori Heikki Tuusa Tarkastaja ja aihe hyväksytty Tieto- ja sähkötekniikan tiedekuntaneuvoston kokouksessa 4. toukokuuta 2011

ii TIIVISTELMÄ TAMPEREEN TEKNILLINEN YLIOPISTO Sähkötekniikan koulutusohjelma HAKKARAINEN, ANNA: Piikarbidi-diodi-aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhdetarkastelu Diplomityö, 83 sivua Joulukuu 2011 Pääaine: Sähkökäyttöjen tehoelektroniikka Tarkastaja: professori Heikki Tuusa Avainsanat: piikarbidi, aurinkosähkövaihtosuuntaaja ja hyötysuhde. Piikarbidi on suuren bandgap-energian materiaali, jonka vuoksi sillä on korkea estojännitekesto ja hyvät lämpötilaominaisuudet. Korkean estojännitekeston ansiosta piikarbidista voidaan valmistaa tehodiodi, jolla ei ole takavirtapiikkiä. Tästä syystä piikarbiditehodiodin kytkentähäviöt ovat pienet ja sen kytkentätila vaihtuu nopeasti. Toisaalta piikarbidia on vaikeaa valmistaa ja se on huomattavasti kalliimpaa kuin pii. Työssä käytetty aurinkosähkövaihtosuuntaajan topologia oli yksivaiheinen neutralpoint-clamped-topologia eli NPC-topologia. Topologian lukitusdiodit korvattiin piikarbidi-tehodiodeilla ja laitteen hyötysuhteet mallinnettiin ja mitattiin eri tehoalueilla. Mallinnus- ja mittaustulosten perusteella voitiin lopputuloksena todeta, että piikarbiditehodiodit parantavat aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhdetta vähän, mutta eivät merkittävästi. Toisaalta hyötysuhde parani suuremmilla DC-jännitteiden arvoilla enemmän kuin pienemmillä DC-jännitteiden arvoilla. Tästä syystä voidaan arvioida, että piikarbidi-tehodiodit parantavat hyötysuhdetta enemmän suuremman kokoluokan vaihtosuuntaajissa kuin työssä tutkitussa NPC-vaihtosuuntaajassa. Työssä tarkasteltiin myös kahta erilaista perinteistä suuremman teholuokan IGBTmoduulia, joiden vastarinnankytketyt diodit olivat joko pii-diodeja tai piikarbiditehodiodeja. Moduulien kaksoispulssimittauksien avulla pystyttiin todentamaan, että piikarbidi tehodiodeilla ei ole takavirtapiikkiä, mutta niiden virta värähtelee poiskytkentähetkellä. Värähtelyn aikana diodin virran muutosnopeus on suurempi kuin pii-diodilla. Tämä saattaa aiheuttaa EMC-häiröitä. Kaksoispulssimittausten avulla pystyttiin todentamaan myös, että piikarbidi-tehodiodimoduulin kytkimen päällekytkentähäviöenergia on pienempi kuin pii-diodimoduulilla. Toisaalta piikarbidi-tehodiodin myötäsuuntainen jännitehäviö oli suurempi kuin pii-diodin myötäsuuntainen jännitehäviö. Tämä voi olla osasyy siihen, että NPC-vaihtosuuntaajan hyötysuhde ei parantunut merkittävästi. Johtopäätöksenä voidaan sanoa, että piikarbidi-tehodiodit saattaisivat vaikuttaa hyötysuhteeseen enemmän suuremman teholuokan laitteissa tai laitteissa, joiden topologia on jokin muu kuin NPC-topologia. Lisäksi hyötysuhde saattaisi parantua enemmän, jos myös kytkimet korvattaisiin piikarbidikytkimillä.

iii ABSTRACT TAMPERE UNIVERSITY OF TECHNOLOGY Master s Degree Programme in Electrical Engineering HAKKARAINEN, ANNA: Silicon carbide diode solar inverter efficiency Master of Science Thesis, 83 pages December 2011 Major: Power Electronics Examiner: Professor Heikki Tuusa Keywords: silicon carbide, solar inverter and efficiency. Silicon carbide has large bandgap energy and therefore it has high maximum reverse voltage and good temperature qualities. Because of the high maximum reverse voltage, it is possible to manufacture a power diode that does not have reverse recovery current. Therefore silicon carbide power diode has low switching losses and it is a fast component. The downside of silicon carbide is that it is difficult to manufacture and it is considerably more expensive than silicon. The solar inverter in this thesis was a single-phase neutral-point-clamped inverter (NPC inverter). The NPC diodes of the inverter were replaced by silicon carbide power diodes. The objective of this thesis was to model and measure the efficiencies of the NPC inverter at different power levels. The result was that silicon carbide power diodes improve the efficiency of the solar inverter, but the improvement was not significant. On the other hand, the efficiency was improved more at higher DC voltage levels. Therefore it could be stated that silicon carbide power diodes improve the efficiency more in higher power level inverters than in the ones that were studied in this thesis. The other objective of this thesis was to compare two traditional IGBT modules. The other IGBT module had silicon diodes and the other had silicon carbide power diodes. The diodes were connected in parallel with the switches in the module. The results of the double pulse tester has shown that silicon carbide power diodes do not have reverse recovery current but their current oscillates at turn off. During the oscillation, the current gradient is greater than the corresponding gradient of the silicon diode. This might cause EMC disturbance. From the results of the double pulse tester it was also proved that the turn on loss of the switches was smaller in the silicon carbide power diode module than in the silicon diode module. On the other hand it was also proved that the forward voltage loss of the silicon carbide power diode was greater than the forward voltage loss of the silicon diode. This can be a partial reason for the fact that the efficiency of the NPC inverter did not improve significantly. As a conclusion, silicon carbide power diodes might improve the efficiency more at higher power levels or in inverters that are different from NPC inverter. The efficiency could also improve more if the switches were also replaced with silicon carbide switches.

iv ALKUSANAT Haluan kiittää DI Mikko Paakkista diplomityöpaikan tarjoamisesta ja TkT Matti Jussilaa työni hyvästä ohjauksesta. Lisäksi haluan kiittää Ph.D Kari Maulaa, TkT Matti Laitista ja TkK Joni Heikkilää työhöni liittyvästä asiantuntevasta avusta ja yhteistyöstä. Professori Heikki Tuusaa kiitän työni tarkastamisesta. Lisäksi haluan kiittää kaikkia työkavereitani työhöni liittyvästä mielenkiinnosta ja hyvästä työilmapiiristä. Lopuksi kiitän perhettäni, joka on ollut koko opiskeluajan tukenani. Helsingissä 14.11.2011 Anna Hakkarainen

v SISÄLLYS 1 Johdanto... 1 2 Piikarbidi-diodi... 3 2.1 Perinteinen diodi... 3 2.1.1 Pn-liitos... 4 2.1.2 PiN-diodi... 5 2.1.3 Schottky-diodi... 8 2.2 Piikarbidi... 9 2.2.1 Hilarakenne... 10 2.2.2 Piikarbidi-schottky-diodin rakenne... 11 2.2.3 Ominaisuudet... 13 2.2.4 Eri valmistajien tuotteiden vertailu... 16 3 Perinteinen kokosilta- ja NPC-vaihtosuuntaaja... 19 3.1 Perinteinen kokosiltakytkentä ja PWM-ohjaus... 19 3.2 NPC-topologia ja työssä käytetty ohjausmenetelmä... 21 4 Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhde... 26 4.1 Maksimitehopisteen seuraaja... 26 4.2 Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen määritelmä... 27 4.3 Painotettu hyötysuhde... 28 5 Tutkimusmenetelmät... 30 5.1 Datalehtien avulla suoritettu diodien vertailu... 30 5.1.1 F3L100R07W2E3-moduulin lukitusdiodit... 31 5.1.2 FF300R12MS4S- ja FF300R12MS4F-moduulin vastarinnankytketyt diodit.... 32 5.2 NPC-vaihtosuuntaajan puolijohdehäviöiden mallintaminen... 34 5.2.1 Laskentamenetelmä... 34 5.2.2 Laskennassa käytetyt arvot... 38 5.2.3 Mallinnustulokset... 41 6 Mittausten toteutus ja tulokset... 48 6.1 Mittalaitteiston kuvaus ja mittausten toteutus... 48 6.1.1 Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhdemittaus... 48 6.1.2 IGBT-moduulin kaksoispulssimittaus... 49 6.2 Tärkeimmät mittaustulokset... 52 6.2.1 Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen mittaustulokset... 52 6.2.2 IGBT-moduulin kaksoispulssimittaustulokset... 58 6.3 Mittaustulosten luotettavuus... 67 6.3.1 Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen mittaustarkkuus... 67 6.3.2 IGBT-moduulin kaksoispulssimittauksen mittaustarkkuus... 68 6.4 Tulosten yhteenveto... 68 7 Yhteenveto... 71 Lähteet... 73

vi SYMBOLIT aurinkosähkövaihtosuuntaajan osatehon kalifornialainen painotuskerroin aurinkosähkövaihtosuuntaajan osatehon eurooppalainen painotuskerroin C, C kapasitanssi, kondensaattori diodin lyhenne kriittisen sähkökentän voimakkuus kielletyn vyön energiavälin energia kytkentähäviöenergia diodin poiskytkentäenergia puolijohdekytkimen päällekytkentäenergia puolijohdekytkimen poiskytkentäenergia dielektrinen vakio kytkentätaajuus virran keskiarvo IGBT-kytkimen kollektorivirta diodin myötäsuuntainen virta diodin virta stationäärisessä tilanteessa virta maksimitehopisteessä nimellinen virta kuormavirta virran rms-arvo oikosulkuvirta λ terminen johtavuus L, L induktanssi, kuristin elektronien liikkuvuus aukkojen liikkuvuus modulaatioindeksi hyötysuhde intrisiittisten varaustenkuljettajien konsentraatio AC-puolen hetkellinen teho DC-puolen hetkellinen teho kokonaistehohäviö aurinkopaneelilta teoreettisesti saatavilla oleva maksimitehopisteen teho johtotilan tehohäviö kytkentähäviöteho vaihe-ero dynaaminen resistanssi kytkimen lyhenne kotelon lämpötila liitoksen lämpötila

vii terminen resistanssi liitoksesta koteloon aika, ajanhetki jännite pisteiden A ja B välillä jännite pisteen A ja DC - kiskon välillä jännite pisteiden A ja nolla välillä jännite pisteen B ja DC - kiskon välillä IGBT-kytkimen jännite kollektorin ja emitterin välillä ohjausjännite tasajännitelähde diodin myötäsuuntainen jännite diodin myötäsuuntainen jännite sähköverkon jännite IGBT-kytkimen jännite hilan ja emitterin välillä käämin ylioleva jännite jännite maksimitehopisteessä yhteismuotoinen jännite tyhjäkäyntijännite ulostulojännite jännite, kun virta on nimellinen jännite, kun virta on puolet nimellisestä kynnysjännite vaihe-ero kolmioaallon jännite saturaationopeus

1 1 JOHDANTO Aurinkokennon avulla voidaan muuttaa auringon säteilyenergia sähköenergiaksi. Aurinkokenno tuottaa tasasähköä. Jotta aurinkosähköä voidaan syöttää sähköverkkoon, tarvitaan aurinkosähkövaihtosuuntaaja, joka muuttaa tasavirran vaihtovirraksi. Aurinkoenergia on uusiutuva energiamuoto ja aurinkokennon tuottama energia on päästötöntä. Tästä syystä aurinkosähkön tuotantoa halutaan tukea monissa maissa ja esimerkiksi Saksassa on käytössä syöttötariffijärjestelmä, joka mahdollistaa aurinkoenergian myynnin sähköyhtiölle. Aurinkoenergia on arvokasta ja hyvästä hyötysuhteesta ollaan valmiita maksamaan. Aurinkokennon hyötysuhde on nykytekniikalla käytännössä maksimissaan noin 20 % ja aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhde on tyypillisesti yli 95 %. Hyötysuhdetta yritetään parantaa niin aurinkokennojen kuin aurinkosähkövaihtosuuntaajien osalta. Suurin osa aurinkosähkövaihtosuuntaajan tehohäviöistä syntyy vaihtosuuntaussillan tehopuolijohteissa. Tehopuolijohteiden energiatehokkuuden vaatimukset ovat tiukentuneet ja maailmalla on alettu tutkia vaihtoehtoisia materiaaleja perinteiselle piille. Yksi näistä materiaaleista on piikarbidi. Piikarbidi on suuren bandgap-energian materiaali, jonka vuoksi sillä on korkea estojännitekesto ja hyvät lämpötilaominaisuudet. Korkean estojännitekeston ansiosta piikarbidista voidaan valmistaa schottky-diodi, jolla ei ole takavirtapiikkiä. Tästä syystä piikarbidi-schottky-diodin poiskytkentähäviöt ovat pienemmät ja sen kytkentätila vaihtuu nopeasti. Toisaalta piikarbidia on vaikeaa valmistaa ja se on huomattavasti kalliimpaa kuin pii. Työssä käytetyn aurinkosähkövaihtosuuntaajan topologia on yksivaiheinen neutralpoint-clamped-topologia eli NPC-topologia. NPC-vaihtosuuntaajan nimitys tulee lukitusdiodeista, joita voidaan kutsua myös nimellä NPC-diodit. Lukitusdiodeilla saadaan kytkettyä vaihtosuuntaajan ulostulo välipiirin keskipisteeseen. Välipiirin keskipisteellä saadaan aikaan ulostulojännitteen nollataso. NPC-suuntaajan lukitusdiodien täytyy olla nopeita palautumaan johtotilan muuttuessa johtamattomaan tilaan. Tästä syystä lukitusdiodit korvataan piikarbidi-schottkydiodeilla. Piikarbidi-schottky-diodilla on pienemmät poiskytkentähäviöt, jolloin myös kyseisen diodin kanssa sarjaan kytketyn ohjattavan puolijohdekytkimen päällekytkentähäviöt ovat pienemmät. Tämän vuoksi NPC-vaihtosuuntaajan hyötysuhteen voitaisiin olettaa paranevan. Tässä työssä on tarkoituksena mallintaa ja mitata NPCvaihtosuuntaajan hyötysuhteita eri tehoalueilla. Tarkoituksena on selvittää vaikuttaako diodien vaihto laitteen hyötysuhteeseen ja kuinka monen piikarbidi-schottky-diodin rinnankytkentä olisi optimaalisin hyötysuhteen kannalta.

Työssä tarkastellaan myös kahta erilaista perinteistä IGBT-moduulia. Yhdellä IGBT-moduulilla tarkoitetaan perinteisen kaksitasoisen kokosiltavaihtosuuntaajan yhtä haaraparia. Moduulit ovat muuten samanlaiset paitsi, että vastarinnankytketyt diodit ovat toisessa moduulissa tavallisia pii-diodeja ja toisessa moduulissa piikarbidischottky-diodeja. Vastarinnankytkettyjä diodeja vertaillaan datalehtien arvojen ja kaksoispulssimittausten avulla. Luvussa 2 esitellään pn-diodi, schottky-diodi, PiN-diodi ja piikarbidi-schottkydiodi. Lisäksi luvussa vertaillaan eri valmistajien piikarbidi-schottky-diodien ominaisuuksia keskenään. Luvussa 3 esitellään perinteinen kokosiltavaihtosuuntaaja, PWMohjauksen perusperiaate ja työssä käytetyn NPC-vaihtosuuntaajan topologia ja ohjausmenetelmä. Luvussa 4 esitellään aurinkosähkövaihtosuuntaajan maksimitehopisteen seuraaja, aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen määritelmä ja painotetun hyötysuhteen laskenta. Luvussa 5 vertaillaan sekä NPC-vaihtosuuntaajan että IGBTmoduulin eri diodeja keskenään datalehtien arvojen avulla. Lisäksi esitellään NPCvaihtosuuntaussillan tehohäviöiden mallinnusmenetelmä ja sen avulla määritetyt teoreettiset hyötysuhteet. Luvussa 6 esitellään sekä NPC-vaihtosuuntaajan että IGBTmoduulin mittauksissa käytetty laitteisto, mittausten toteutus ja tärkeimmät mittaustulokset. Luvussa 7 esitellään johtopäätökset. 2

3 2 PIIKARBIDI-DIODI Pii-puolijohde on dominoinut markkinoita pitkään ja sillä ei ole ollut varteenotettavia kilpailijoita. Kuitenkin viimeisten kahdenkymmenen vuoden aikana energiatehokkuuden vaatimukset ovat tiukentuneet ja on alettu tutkia vaihtoehtoisia materiaaleja. Yksi näistä materiaaleista on piikarbidi ja se on jo kaupallisesti saatavilla. Piikarbidi on kiinnostava vaihtoehto piille muun muassa sen parempien kytkentäominaisuuksien ja pienemmän häviötehon ansiosta. Toisaalta piikarbidin valmistustekniikka on monimutkaisempaa kuin piillä ja tällä hetkellä piikarbidi on huomattavasti kalliimpaa. Tässä luvussa esitellään perinteinen PiN-diodi ja piikarbidi-schottky-diodi. Lisäksi käydään läpi piikarbidimateriaalin ominaisuuksia ja verrataan eri valmistajien piikarbidi-schottky-diodeja keskenään. 2.1 Perinteinen diodi Diodi on puolijohdekomponentti, joka johtaa virtaa, kun sen yli on myötäsuuntainen jännite anodilta katodille eli se on myötäbiasoitu. Estotilassa ideaalinen diodi ei johda virtaa lävitseen. Kuvassa 2.1 on esitetty diodin symboli ja epäideaalisen ja ideaalisen diodin jännitteen ja virran käyrämuodot. Epäideaalinen diodi eroaa ideaalisesta siten, että epäideaalisen diodin johtaessa sen yli jää myötäsuuntainen jännitehäviö ja johtamattomassa tilassa sen läpi kulkee estosuuntainen virta. Epäideaalinen diodi ei myöskään kestä ääretöntä estosuuntaista jännitettä. Kuvasta 2.1 nähdään, että liian suuri estosuuntainen jännite aiheuttaa läpilyönnin. Tällöin virta kasvaa nopeasti estosuuntaan ja saattaa rikkoa komponentin. (Storey. 2006) Kuva 2.1. a) Diodin symboli, b) epäideaalisen diodin jännite-virta-käyrä ja c) ideaalisen diodin U,I-käyrä. (Mohan et al. 2003.)

4 2.1.1 Pn-liitos Storeyn mukaan puolijohteiden johtavuutta kasvatetaan seostamalla puolijohde atomeilla, joiden valenssielektronien määrä ei ole sama kuin puhtaalla puolijohteella. Pn-diodi koostuu p- ja n-tyyppisesti seostetusta pii-puolijohteesta. N-tyypin puolijohde syntyy, kun puhtaaseen pii-puolijohteeseen seostetaan esimerkiksi fosforia. Fosforilla on yksi valenssielektroni enemmän ulkokuorellaan kuin piillä. Kun pii ja fosfori muodostavat kovalenttisen sidoksen, kiderakenteeseen tulee yhden elektronin ylimäärä. Tällöin kokonaisvaraus on negatiivinen eli puolijohde on n-tyyppinen. N-tyypin puolijohteessa seostuksen aiheuttamia ylimääräisiä elektroneja kutsutaan enemmistövarauksenkuljettajiksi, koska niitä on määrällisesti enemmän. Enemmistö- ja vähemmistövarauksenkuljettajat ovat huoneenlämpötilassa vapaasti liikkuvia eli ne vaikuttavat puolijohteen johtavuuteen. N-tyypin materiaalissa vähemmistövarauksenkuljettajat syntyvät, kun elektroni saa esimerkiksi lämpöenergiasta tarpeeksi energiaa, jotta se nousee valenssivyöltä johtavuusvyölle. Toisin sanoen elektroni saa tarpeeksi energiaa irrotakseen atomien välisistä sidoksista ja siitä tulee vapaasti liikkuva elektroni. Elektroni jättää jälkeensä aukon, jota kutsutaan vähemmistövarauksenkuljettajaksi. N-tyypin puolijohteessa siis elektronit ovat enemmistövarauksenkuljettajia ja aukot ovat vähemmistövarauksenkuljettajia. Vastaavasti p-tyypin puolijohteessa enemmistövarauksenkuljettajat ovat seostuksella aikaansaatuja aukkoja ja vähemmistövarauksenkuljettajat ovat elektroneja. Kun p- ja n-tyypin puolijohteet tuodaan yhteen, aukot ja elektronit rekombinoituvat eli yhdistyvät keskenään rajapinnan läheisyydessä. P-puolesta tulee negatiivisesti varautunut, koska sinne on tullut elektroneja ja n-puolesta tulee positiivisesti varautunut, koska sieltä on lähtenyt elektroneja. Kuvassa 2.2 on havainnollistettu tällä tavoin p- ja n- tyypin rajapintaan syntynyttä tyhjennysaluetta, jolla ei ole vapaita varauksenkuljettajia. Kuva 1.2. Puolijohteen pn-liitos ja tyhjennysalue. Tyhjennysalueen yli muodostuu sähkökenttä, jonka suunta on n-puolelta p-puolelle. Tyhjennysalueen koko kasvaa, kunnes saavutetaan tasapainotilanne, jossa esimerkiksi p-puolen tyhjennysalueen negatiivinen kokonaisvaraus on niin suuri, että se hylkii n- puolen vapaita elektroneja ja estää niiden siirtymisen p-puolen aukkoihin. Vähemmistö-

5 varauksenkuljettajia voi kuitenkin edelleen syntyä tyhjennysalueella. Sähkökenttä ei hylji vähemmistövarauksenkuljettajia ja ne pystyvät siirtymään tyhjennysalueen toiselle puolen. Vähemmistövarauksenkuljettajien liike aiheuttaa estosuuntaisen virran n- puolelta p-puolelle. Kyseinen virta on eräs pn-diodin epäideaalisuus. Enemmistövarauksenkuljettajien nettoliikettä kutsutaan diffuusiovirraksi ja vähemmistövarauksenkuljettajien nettoliikettä drift-virraksi. Drift-virtaa ei esiinny ainoastaan estobiastilanteessa, vaan myös myötäbiastilanteessa, jolloin se pienentää myötäsuuntaista virtaa. Pn-diodi johtaa, kun se kytketään ulkoiseen piiriin ja se myötäbiasoidaan. Kun ulkoinen sähkökenttä on myötäsuuntainen, se pienentää vastakkain olevaa tyhjennysalueen sähkökenttää. Enemmistövarauksenkuljettajilla on tällöin tarpeeksi energiaa ylittääkseen tyhjennysalueen sähkökentän. Enemmistövarauksenkuljettajien liike aiheuttaa myötäsuuntaisen virran p-puolelta n-puolelle. Koska diodi on kytketty ulkoiseen piiriin, enemmistövarauksenkuljettajat kulkevat sen kautta, eivätkä ne siten kasvata tyhjennysaluetta. Kun pn-diodi estobiasoidaan, sen tyhjennysalueen sähkökenttä kasvaa ja enemmistövarauksenkuljettajilla ei ole enää tarpeeksi energiaa ylittääkseen sähkökenttää, jolloin diodi ei johda. (Storey. 2006) 2.1.2 PiN-diodi Kuvassa 2.3 on poikkileikkaus PiN-diodista, joka koostuu kolmesta erilaisesta puolijohdealueesta. Alimmaisena kerroksena on katodin muodostava n-tyyppinen substraatti, jossa plus-merkki tarkoittaa voimakasta seostusta. Tämän päällä on niin sanottu i-kerros eli heikosti seostettu n-tyyppinen epitaksiaalinen kerros. Pn-liitos muodostetaan lisäämällä voimakkaasti seostettu p-tyypin kerros heikosti seostetun n-kerroksen päälle. Voimakkaasti seostettu p-tyypin kerros muodostaa anodin. Kuva 2.2. Poikkileikkaus PiN-diodista.

6 Heikosti seostetun puolijohdekerroksen vuoksi PiN-diodia kutsutaan tehodiodiksi ja kerrosta ei ole pienitehoisimmissa diodeissa. Kerrosta kutsutaan drift-alueeksi ja se määrää komponentin estojännitekestoisuuden, koska tyhjennysalue kasvaa kyseisen alueen yli. Estosuuntaisessa tilassa PiN-diodin tyhjennysalue on leveämpi kuin tavallisella pn-diodilla, jolloin tyhjennysalueen sähkökenttä on myös suurempi. Suuri tyhjennysalueen sähkökenttä tarkoittaa suurta estojännitekestoisuutta. Puolijohdekerros mahdollistaa myös korkeamman virrantiheyden. Huono puoli on se, että -kerros aiheuttaa merkittävän ohmisen resistanssin, kun diodi on johtotilassa. Resistanssin vuoksi PiN-diodin myötäsuuntainen jännite on hieman suurempi kuin pn-diodilla. (Mohan et al. 2003.) 2.1.2.1 Kytkentätapahtuma Epäideaalisen tehodiodin siirtyminen johtavaan ja johtamattomaan tilaan ei tapahdu äärettömän nopeasti. Kuvassa 2.4 on esitetty jännitteen ja virran käyrämuodot kytkentähetkillä. Kuva 2.4. Tehodiodin jännitteen ja virran käyrämuodot kytkentähetkillä. (Mohan et al. 2003.) Kun diodi siirtyy johtavaan tilaan, tyhjennysalue pienenee ja varauksenkuljettajat pystyvät kulkeutumaan drift-alueelle aikavälillä. Varauksenkuljettajien liike kasvaa, kunnes saavutetaan tilanne, jossa diodin läpi kulkee myötäsuuntainen virta. Kuvasta 2.4 nähdään myös, että päällekytkentätilanteessa jännite nousee yli tasapainotilan jännitteen. Tämä selittyy drift-alueen resistiivisyydellä ja piikiekon sekä siihen kytkettyjen johtojen impedanssilla. Diodin siirtyessä johtamattomaan tilaan tyhjennysalueet leviävät drift-alueelle. Tällöin varauksenkuljettajien määrä alkaa pienentyä drift-alueella. Puolijohdeliitokset ja pysyvät myötäbiasoituina, koska drift-alueen reunoilla on vielä tarpeeksi

7 varauksenkuljettajia. Myötäbiasointien vuoksi diodin jännitteessä ei tapahdu suurta muutosta, vaikka virta laskee ja vaihtuu negatiiviseksi hajainduktanssien vuoksi aikavälillä. Kun varauksenkuljettajien määrä pienentyy edelleen, liitokset lopulta estobiasoituvat ja kummankin liitoksen tyhjennysalueet lähenevät toisiaan drift-alueella. Tällöin diodin jännite muuttuu nopeasti negatiiviseksi, jonka jälkeen virta pienenee nollaan aikavälillä. Pii-diodin poiskytkentähetken negatiivista virtaa kutsutaan takavirtapiikiksi. Kyseinen takavirtapiikki johtuu nimenomaan drift-alueella viipyvistä varauksenkuljettajista, jotka estävät liitoksien estobiasoinnin ja siten jännitteen nopean muutoksen. Varauksenkuljettajien määrän hidasta pienenemistä voidaan verrata kapasitiiviseen varauksen purkautumiseen. (Mohan et al. 2003.) Takavirtapiikki ei ole toivottava ilmiö, koska se aiheuttaa kytkentähäviöitä sekä diodissa että ohjattavassa puolijohdekytkimessä ja saattaa huonontaa laitteen hyötysuhdetta. Lisäksi suurilla kytkentätaajuuksilla komponentti saattaa tuhoutua ylikuumenemisen vuoksi. Diodin takavirtapiikki vaikuttaa kytkimen toimintaan. Tätä voidaan havainnollistaa kuvassa 2.5. esitetyllä yksinkertaistetulla kytkennällä, jossa virtalähde mallintaa induktiivista kuormaa. Kuva 2.5. Kytkimen kytkentäominaisuuksien havainnollistus. a) Yksinkertaistettu induktiivinen kytkinpiiri, b) kytkimen kytkentätilanteen käyrämuodot ja c) kytkimen tehohäviöt. (Mohan et al. 2003.)

8 Kun kytkin ohjataan johtamattomaan tilaan, virta alkaa kulkea kuvassa 2.5 esitetyn diodin läpi. Kun kytkin ohjataan johtavaan tilaan, diodi estobiasoituu vasta sitten, kun kaikki virta kulkee kytkimen läpi. Tämä tarkoittaa sitä, että kytkimessä syntyy päällekytkentätehohäviöitä aikavälillä, kuten kuvassa 2.5 c) on havainnollistettu. Diodin takavirtapiikki esiintyy myös kytkimen virrassa päällekytkentähetkellä. Diodin takavirtapiikin vuoksi kytkimen yli oleva jännite pysyy kuvassa esitetyn jännitelähteen suuruisena pidempään. Tällöin tehohäviöt kasvavat entisestään ja kommutointi diodilta kytkimelle viivästyy. (Mohan et al. 2003) 2.1.3 Schottky-diodi Schottky-diodissa oleva tasasuuntaava liitos koostuu metallista ja heikosti seostetusta puolijohteesta. Kuvasta 2.6 nähdään, että anodipuolella on metalli ja sen alla on heikosti seostettu n-tyypin puolijohde. Heikosti seostettu n-tyypin puolijohde liittyy vahvasti seostettuun n-tyypin puolijohteeseen muodostaen katodin. Heikosti- ja vahvasti seostetun puolijohteen rajapinta on ohminen, koska rajan kummallakin puolella on n-tyypin materiaalia. Vahvasti seostetun puolijohteen ja metallin rajapinta on hyvin samankaltainen kuin metalli-metalli rajapinta ja se ei ole siksi tasasuuntaava liitos. (Niiranen. 1998) Schottky-diodissa tyhjennysalue muodostuu metalli-puolijohde-liitoksen puolijohdealueelle eli -alueelle, kun taas PiN-diodilla tyhjennysalueet laajenevat -alueelle sekä p-tyypin puolelta, että vahvasti seostetun n-tyypin puolelta. (Mohan et al. 2003.) Kuva 2.6. Poikkileikkaus schottky-diodista. Kuvasta 2.7 nähdään, että metalli-puolijohdeliitoksessa puolijohteen elektronit voivat siirtyä helpommin metalliin kuin metallin elektronien puolijohteeseen. Tämä johtuu siitä, että puolijohteen elektroneilla on suurempi energia kuin metallin elektroneilla.

9 Puolijohteeseen syntyy tyhjennysalue, joka saa aikaan kontaktipotentiaalin. Estosuuntaisessa tilassa kontaktipotentiaali estää elektronien siirtymisen metalliin transienttitilan jälkeen. (Niiranen. 1998) Kuva 2.7. Schottky-diodin metalli-puolijohdeliitos. (Mohan et al. 2003.) Kun diodiin kytketään myötäjännite, elektronit saavat enemmän energiaa ja ne siirtyvät puolijohteesta metalliin muodostaen myötäsuuntaisen virran. Vastajännite vuorostaan kasvattaa tyhjennysaluetta ja diodin läpi kulkee ainoastaan epäideaalisuuksista johtuva estosuuntainen virta. Schottky-diodi muistuttaa siten pn-liitosta, mutta koska se on unipolaarinen komponentti, se vaihtaa nopeasti kytkentätilaansa. Tämä johtuu siitä, että unipolaarisen komponentin virta koostuu ainoastaan enemmistövarauksenkuljettajien liikkeestä. Edellä esitetyt pn- ja PiN-diodit ovat sen sijaan bipolaarisia komponentteja eli niiden virta koostuu sekä enemmistö- että vähemmistövarauksenkuljettajien liikkeestä. (Volke et al. 2011) Schottky-diodin etuja ovat myös myötäsuuntaisen jännitteen pienempi ylimeno kytkentähetkellä ja nopeampi toipumisaika verrattuna PiN-diodiin. Koska schottkydiodissa ei hyväksikäytetä drift-aluetta samalla tavalla kuin PiN-diodissa, sillä on pieni takavirtapiikki. Suurimpana haittana schottky-diodilla on suuri estosuuntainen vuotovirta, kapea lämpötila-alue (125-175 C verrattuna pn-diodin 200 C) sekä pieni estosuuntaisen jännitteen kesto (alle 100 V). (Walters et al.) 2.2 Piikarbidi Tässä luvussa esitellään piikarbidin hilarakenne ja piikarbidi-schottky-diodi ja sen ominaisuudet. Piikarbidi on gallium nitraatin ja timantin ohella suuren kielletyn energiavyön (WBG) eli suuren bandgap-energian materiaali. Suuren bandgap-energian materiaaleilla on useita hyviä ominaisuuksia, kuten korkeampi estosuuntaisen jännitteen kesto, korkeamman lämpötilan sietokyky korkeamman termisen johtavuuden vuoksi, puolijohteen korkeampi seostusaste, perinteisiä materiaaleja ohuemmat puolijohdealueet ja pienempi johtotilan resistanssi. Lisäksi niillä on korkeampi saturaatio drift-nopeus eli lyhyempi varauksenkuljettajien elinikä, joka mahdol-

10 listaa nopeamman varauksen purkautumisen esimerkiksi diodin vaihtuessa estosuuntaiseen tilaan. Lisäksi suuren bandgap-energian materiaaleilla on pienempi permittiivisyys, joka tarkoittaa, että ne soveltuvat paremmin korkeille kytkentätaajuuksille. (Nava. 2007) 2.2.1 Hilarakenne Piikarbidi (SiC) on tyypillisesti synteettisesti tuotettu puolijohde, joka koostuu hiili- ja piiatomien muodostamista tetraedreistä ja. Atomien välinen sidos on pääasiassa kovalenttinen, joka osaltaan selittää piikarbidin lujuuden, hyvän kulumis-, lämpötilan- ja kemiallisen kestävyyden. (Lintula et al. 1986) Toisaalta mekaaninen kestävyys, korkea sidosenergia ja korkea kidevirheiden todennäköisyys tekee piikarbidin valmistuksesta haastavaa ja siten myös kalliimpaa. (Dahlquist. 2002) Piikarbidilla on kolme eri kidemuotoa: kuutiollinen, heksagonaalinen ja romboedrinen. 3C-, 4H-SiC- ja 6H-SiC-rakenteet ovat tunnetuimmat. Kirjaimet C ja H merkitsevät kuutiolliosta ja heksagonaalista kidemuotoa ja numerot 3, 4 ja 6 merkitsevät tetraedrikerrosten lukumäärää. 3C on ainoa kuutiollinen rakenne ja sitä kutsutaan myös - piikarbidiksi. -piikarbidin rakenne on esitetty kuvassa 2.8. Kuva 2.8. Piikarbidin 3C-kiderakenne eli -piikarbidin kiderakenne. (Gold-Aqua Pacific Pty Ltd. 2009) Kuvassa 2.8 ja 2.9 mustat ympyrät kuvaavat piiatomeja ja valkoiset ympyrät hiiliatomeja. Rakenne muistuttaa timanttirakennetta, mutta puolet timantin hiiliatomeista on korvattu piiatomeilla. (Gold-Aqua Pacific Pty Ltd. 2009) Timanttirakenne on erittäin kestävä. Kaikkia heksagonaalisia ja romboedrisiä rakenteita kutsutaan -piikarbideiksi. Kyseinen rakenne on esitetty kuvassa 2.9.

11 Kuva 2.9. Piikarbidin 6H-kiderakenne eli -piikarbidin kiderakenne. (Krishna et al.) Heksagonaaliset rakenteet ovat suosituimpia elektroniikassa. (Lintula et al. 1986) 6H-SiC-rakennetta käytetään yleensä korkean kytkentätaajuuden laitteissa ja 4H-SiCrakennetta käytetään yleensä korkean teholuokan laitteissa, koska niillä korkea elektronien liikkuvuus. (Dahlquist. 2002) N-tyypin piikarbidi saadaan aikaan seostamalla piikarbidia typellä tai fosforilla, joilla on viisi valenssielektronia eli yksi enemmän kuin piikarbidilla. P-tyypin piikarbidi saadaan aikaan seostamalla alumiinia tai booria piikarbidin kanssa, jolloin kovalenttisen sidoksen muodostuessa hilarakenteeseen jää yhden elektronin vaje. 2.2.2 Piikarbidi-schottky-diodin rakenne Ensimmäisen sukupolven piikarbidi-schottky-diodi on rakenteeltaan samanlainen kuin aiemmin esitelty pienitehoisiin sovelluksiin tarkoitettu schottky-diodi. Korkean estojännitekeston ansiosta piikarbidista voidaan valmistaa schottky-diodi, jolla ei ole takavirtapiikkiä ja joka soveltuu suurille tehoille. Seuraavaksi esiteltävää toisen sukupolven rakennetta ei käytetä ainoastaan piikarbidi-schottky-diodeissa, vaan sitä käytetään myös erilaisissa pii-schottky-diodeissa. Tässä työssä tarkastellaan toisen sukupolven piikarbidi-schottky-diodeja, jotka ovat yhdistelmä piikarbidi-schottky-diodista ja PiN-diodista. PiN-diodeilla on alhainen estosuuntainen vuotovirta, mutta niillä on takavirtapiikki ja suuri myötäsuuntainen jännite. Pienille tehoille tarkoitetulla schottky-diodilla päästään korkeisiin kytkentänopeuksiin, mutta niillä on korkea estosuuntainen vuotovirta. Toisen sukupolven piikarbidischottky-diodi yhdistää molempien diodien hyvät ominaisuudet. Kuvasta 2.10 nähdään, että toisen sukupolven piikarbidi-schottky-diodin metalli-puolijohde-liitokseen on lisätty p-tyypin alueita, jotka nopeuttavat kytkentätapahtumaa, parantavat korkean lämpötilan ominaisuuksia ja pienentävät estosuuntaista vuotovirtaa, myötäsuuntaista jännitettä

12 ja vyöryläpilyönti resistiivisyyttä. (Hefner et al. 2001; Volke et al. 2011) Vyöryläpilyönti tarkoittaa tilannetta, jossa sähkökentän kiihdyttämillä varauksenkuljettajilla on tarpeeksi energiaa irroittaakseen elektroni-aukkopareja sidoksistaan, jolloin alueelle tulee yhä enemmän varauksenkuljettajia, jolloin virta kasvaa nopeasti ja saattaa rikkoa komponentin. a) b) Kuva 2.10. a) Ensimmäisen sukupolven piikarbidi-schottky-diodi ja b) toisen sukupolven piikarbidi-schottky-diodi. Toisen sukupolven piikarbidi-schottky-diodit voidaan jaotella MPS-diodeiksi (merged pin schottky) ja JBS-diodeiksi (junction barrier schottky). Molemmilla on samanlainen rakenne, mutta niiden toiminta on hieman erilainen. (Nava. 2007). JBS-diodin ollessa myötäsuuntaisessa tilassa virta kulkee unipolaarisesti schottky-kontaktissa. (Dahlquist. 2002) Estosuuntaisessa tilassa -liitoksien tyhjennysalueet leviävät ja peittävät schottky-diodin metalli alueen eli tapahtuu pinch-off. (Richmond et al. 2004) Tyhjennysalueet lisäävät estojännitekestoisuutta ja pienentävät estosuuntaista virtaa. MPS-diodi eroaa JBS-diodista siten, että myötäsuuntaisessa syöksyvirtatilanteessa -alueet myötäbiasoituvat ja kyseisiltä alueilta tulee vähemmistövarauksenkuljettajia. (Hancock (Infineon), 2006) Tällöin myös myötäsuuntainen jännitehäviö pienenee. (Linder, 2006) Syöksyvirtatilanteessa MPS-diodi toimii hetkellisesti samoin kuin PiN-diodi eli se toimii bipolaarisesti. Tämä saa aikaan sen, että MPS-diodi kestää paremmin syöksyvirtoja kuin JBS-diodi. Toisaalta bipolaarisen ominaisuuden pitäisi aiheuttaa varausten varastoitumista, mutta koska -alueet ovat niin pieniä, varastoituminen on niin pientä, että se ei ole edes mitattavissa. (Hancock (Infineon), 2006) Eri lähteissä ero MPS-diodin ja JBS-diodin välillä on häilyvä ja monissa lähteissä niiden välillä ei tehdä eroa, esimerkiksi (Hefner et al. 2001). Lisätietoa MPS- ja JBS-rakenteista löytyy lähteistä (Dahlquist. 2002) ja (Baliga et al. 1987)

13 2.2.3 Ominaisuudet Taulukossa 2.1 on verrattu perinteisiä puolijohdemateriaaleja piitä ja gallium arseenia sekä suuren bandgap-energian materiaaleja piikarbidia, gallium nitraattia ja timanttia. Kyseisessä taulukossa olevat merkinnät ovat: kielletyn vyön energiavälin energia, kriittisen sähkökentän voimakkuus, elektronien liikkuvuus, aukkojen liikkuvuus, dielektrinen vakio, λ terminen johtavuus, intrisiittisten varaustenkuljettajien konsentraatio, saturaatio nopeus. (Dahlquist. 2002) Taulukko 2.1. Perinteisten puolijohdemateriaalien piin (Si), galliumarseenin (GaAs) ja suuren bandgap-energian materiaalien piikarbidin (SiC), galliumnitraatin ja timantin sähköiset ominaisuudet. Ominaisuus, Si GaAs 6H-SiC 4H-SiC GaN Timantti kun T = 300 K E g [ev] 1,1 1,4 3 3,3 3,4 5,5 E c [MV/cm] 0,29* 0,3 2,5 2,4** 3,3 20 u n [cm 2 /Vs] 1350* 8500 400 880** 1000 2200 u p [cm 2 /Vs] 490* 400 80 120 30 1800 ε 11,8 12,8 10 10 8,9 5,7 λ [W/cmK] 1,5 0,5 3,0-3,8*** 3,0-3,8*** 1,3 20 n i [cm -3 ] 1,50e10 2,0e6 - (alhainen) 5,00e-08 - (alhainen) - (alhainen) v sat [10 7 cm/s] 1 1 2 2 2,5 1,5 * kun Nd = 1 10 14 cm -3, ** kun Nd = 6 10 15 cm -3 ( 2500 V), rinnakkainen c-akselin kanssa, *** kun E > 2 10 5 V/cm. Taulukosta 2.1. nähdään, että timantti on ominaisuuksiltaan paras, mutta timantin ongelmana on suuri kidevirheiden määrä ja sille ei ole vielä löydetty n-tyypin seostusmateriaalia. Tästä syystä timanttia ei ole kaupallisesti saatavilla puolijohdemateriaalina. Galliumnitraatti on taulukon perusteella toiseksi paras materiaali. Sitä kuitenkin käytetään pääasiassa vain radiotaajuuksisissa laitteissa. (Dahlquist. 2002) Kuten taulukosta 2.1 käy ilmi, piikarbidilla on suurempi kriittinen sähkökenttä verrattuna perinteisiin piimateriaaleihin. Kriittinen sähkökenttä kuvaa estojännitekestoisuutta ja se on suhteellinen bandgap-energiaan. Suuren estojännitekestoisuuden ansiosta piikarbidi-schottky-diodin puolijohdealueet voivat olla ohuempia ja vahvemmin seostettuja. Tämä saa aikaan sen, että piikarbidi-schottky-diodeilla on alempi johtotilan resistiivisyys, koska niillä on vahvemman seostuksen ansiosta enemmän enemmistövarauksenkuljettajia. Suuremman johtavuuden vuoksi voidaan valmistaa pienemmän pinta-alan komponentteja. (Cooper. 2004; Hefner et al. 2001). Unipolaarisilla komponenteilla kuten schottky-diodilla johtotilan resistanssi kasvaa lämpötilan kasvaessa eli niillä on positiivinen lämpötilakerroin. Bipolaarisilla komponenteilla, kuten PiN-diodilla on negatiivinen lämpötilakerroin. Negatiivisen lämpötilakertoimen hyvä puoli on se, että häviöt ovat pienemmät, kun lämpötila kasvaa. Huono

puoli on se, että kytkettäessä komponentteja rinnakkain virta ei välttämättä jakaudu tasaisesti komponenttien välille. Unipolaaristen komponenttien rinnankytkentä on siten helpompaa kuin bipolaaristen. (Dahlquist. 2002) Toisaalta, jos johtotilan resistanssi kasvaa lämpötilan kasvaessa myös myötäsuuntainen jännitehäviö kasvaa, jolloin johtotilan häviöt kasvavat. Lämpötilan kasvaessa johtotilan häviöt saattavat kasvaa jopa suuremmiksi kuin PiN-diodien johtotilan häviöt. Materiaalin energiatasoja voidaan kuvata valenssivyöllä ja johtavuusvyöllä. Niiden väliin jää kielletty vyö. Kielletyn vyön energiatasot eivät ole sallittuja. Valenssivyö kuvaa niiden elektronien energiaa, jotka ovat kiinni sidoksissaan ja johtavuusvyö kuvaa vapaasti liikkuvan elektronin energiatilaa. (Young. 2004) Taulukosta 2.1 nähdään, että piikarbidilla kielletyn vyön energiaväli eli bandgapenergia on noin kolme kertaa suurempi kuin piin. Piikarbidi on siis bandgapenergialtaan piin ja timantin välimuoto. (Dahlquist. 2002) Mitä suurempi bandgapenergia on, sitä suurempi täytyy olla terminen energia, jotta se pystyy vuorovaikuttamaan elektronin kanssa ja nostamaan sen valenssivyöltä johtavuusvyölle. Suuri kielletyn vyön energiaväli vaikuttaa siihen, että terminen energia ei pysty niin helposti nostamaan elektronia valenssivyöltä johtavuusvyölle. Jos näin kävisi, elektronista tulisi johtavuuselektroni ja se aiheuttaisi virran, joka olisi vastakkaissuuntainen halutulle diodin myötäsuuntaiselle virralle. Tästä syystä piikarbidi-schottky-diodin terminen stabiilius on suuri ja estosuuntainen virta on paljon pienempi kuin perinteisellä piidiodilla. Suuri bandgap-energia mahdollistaa siten myös piikarbidin käytön paljon korkeammissa lämpötiloissa (300 C) kuin pii-pohjaisella materiaalilla. (Scozzie et al.) Toisaalta piikarbidin suuremmasta lämpötilan sietokyvystä ei ole hyötyä, jos muut kytkennän komponentit ja materiaalit eivät kestä suurta lämpötilaa yhtä hyvin. Toisaalta piikarbidi-komponentilla lämpötila kohoaa hitaammin, koska lämpö johtuu liitoksesta koteloon paremmin kuin vastaavalla pii-komponentilla. Jos yksi moduuli koostuu useista komponenteista, joista jotkin ovat piikarbidi-materiaalia, voidaan olettaa, että koko moduulin lämpötila kohoaa hitaammin. Siten moduulin lämpötila voi olla alhaisempi, jolloin jäähdytysjärjestelmää voitaisiin pienentää, jos myös moduulin häviöt pienenevät. (Nava. 2007; Biela et al. 2010) Hyvät termiset ominaisuudet aiheuttavat vaikeuksia piikarbidin valmistuksessa. Piikarbidi sublimoituu yli 2000 C lämpötiloissa, kun taas tavallinen pii sulaa jo 1420 C lämpötilassa. Koska sublimoitumislämpötila on niin korkea, kiteen kasvatus tavallisella Zochralski menetelmällä ei onnistu, vaan joudutaan käyttämään kalliimpia valmistusmenetelmiä. Myös piikarbidin seostuksessa syntyy ongelmia, koska piikarbidin korkean termisen stabiilisuuden vuoksi seostusatomien terminen diffuusioiminen materiaaliin ei onnistu. Sen sijaan seostus joudutaan tekemään ioni-implantaationa. (Cooper. 2004) Toisaalta alalla on tapahtunut edistystä ja uudella kloorikaasutekniikalla valmistus on hieman halvempaa. (Guy et al. 2008) Kuten aikaisemmin todettiin PiN-diodin suuren drift-alueen vuoksi PiN-diodilla on takavirtapiikki. Takavirtapiikin vuoksi syntyy kytkentähäviöitä ja suurilla kytkentätaajuuksilla komponentti voi tuhoutua. Kuvasta 2.11 nähdään, että takavirtapiikki syntyy 14

15 ennen kuin diodin ylioleva jännite pienenee. Luvussa 2.1.2.1 todettiin, että PiN-diodilla varauksenkuljettajien määrän hidasta pienentymistä drift-alueella voidaan kuvata varauksen purkautumisena. PiN-diodilla on bipolaarisuuden vuoksi suurempi varauksenkuljettajien elinikä, jonka vuoksi varaus purkautuu hitaasti. Tämän vuoksi liitokset pysyvät pidempään myötäbiasoituneena ja siten jännitteen pieneneminen viivästyy. Piikarbidischottky-diodi on sen sijaan unipolaarinen komponentti ja sen drift-alue on ohut. Tämä tarkoittaa, että sillä on lyhyt varauksenkuljettajien elinikä ja varastoituneet varaukset purkautuvat nopeasti. Piikarbidi-schottky-diodin käyttäytyminen on siten täysin kapasitiivista eli jännite pienenee aikaisemmin kuin PiN-diodilla. Koska jännite pienenee aikaisemmin, piikarbidi-schottky-diodin virta ei laske negatiiviselle puolelle ja takavirtapiikkiä ei synny. (Hefner et al. 2001; Yahaya et al. 2004) Koska piikarbidi-schottkydiodilla ei ole takavirtapiikkiä, sitä voidaan käyttää suurilla kytkentätaajuuksilla ja sen kytkentähäviöt ovat pienemmät. Koska kytkentähäviöt ovat pienemmät, laitteen hyötysuhde saattaa parantua. Kuva 2.11. SiC-schottky- ja PiN-diodin virran ja jännitteen käyrämuodot poiskytkentähetkellä. (Hefner et al. 2001) Pienempien kytkentähäviöiden vuoksi piikarbidi-schottky-diodin lämpötila ei kohoa yhtä korkealle kuin pii-diodin lämpötila. Lisäksi Hefner et al. esittävät, että ajanjaksolla, jolloin piikarbidi-schottky-diodi kytketään johtamattomaan tilaan, sen käyrämuoto ei ole lämpötilariippuva lämpötila-alueella 25 225 C. Sen sijaan nopealla pii-diodilla takavirtapiikin huippuarvo voi kasvaa esimerkiksi 1,5 ampeerista 2,7 ampeeriin ja palautumisaika kasvaa 50 nanosekunnista 100 nanosekuntiin lämpötila-alueella 25 125 C. (Hefner et al. 2001) Tehoelektroniikkalaitteissa tulee kiinnittää erityistä huomiota sähkömagneettiseen yhteensopivuuteen, koska teholähteissä on paljon suuritaajuisia komponentteja sisältäviä signaaleja, sekä signaaleja joiden jännitteen nousu- ja laskunopeus on suuri. Nämä signaalit ovat yleisimpiä sähkömagneettisten- eli EMC-häiriöiden aiheuttajia. (Ott. 2009) Muun muassa diodin takavirtapiikki sisältää paljon suuritaajuisia kom-

16 ponentteja, jotka aiheuttavat EMC-häiriöitä. Diodin kytkentänopeus määritellään takavirtapiikkiin kuluvana aikana. Koska piikarbidi-schottky-diodilla ei ole takavirtapiikkiä, piikarbidi-schottky-diodin aiheuttamat EMC-häiriöt saattavat olla pienemmät kuin tavallisen pii-diodin aiheuttamat EMC-häiriöt. Hefner et al. ovat tutkineet, että EMChäiriöt vähentyvät etenkin taajuusalueella 70 MHz 150 MHz. (Hefner et al. 2001) 2.2.4 Eri valmistajien tuotteiden vertailu Kaikki tässä luvussa vertailtavat komponentit ovat kotelotyypiltään TO-220. Taulukossa 2.2 on vertailtu piikarbidi-schottky-diodeja, joiden estojännitekesto on 600 V ja myötäsuuntaisen virran kesto on 8 A. Komponenttivalmistajat ovat Infineon, Cree ja Rohm. Taulukko 2.2. 600 V estojännitekeston ja 8 A myötäsuuntaisen virrankeston piikarbidischottky-diodien vertailu eri valmistajien kesken. Infineon Cree Rohm IDH08S60C C3D08060A SCS108AG estojännitekesto 600 V 600 V 600V myötäsuuntainen virta 8 A 8 A 8 A myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 25 C ja = 8 A 1,5 V 1,6 V 1,5 V myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 125 C ja = 8 A 1,7 V 1,7 V 1,6 V estosuuntainen virta (typ.), kun = 25 C ja 1 μa 10 μa 1,6 μa terminen resistanssi liitoksesta koteloon (max.) 2 C/W 1,5 C/W 2 C/W suurin sallittu kok. tehohäviö, kun = 25 C 75 W 100 W 63 W suurin sallittu kok. tehohäviö, kun = 125 C 25 W 35 W 13 W Taulukosta 2.2 nähdään, että 600 V jännitekeston komponenteilla myötäsuuntainen jännitehäviö on eri valmistajien kesken hyvin samanlainen ja se ei vaihtele suuresti eri liitoslämpötiloilla. Estosuuntainen virta on sen sijaan Creen komponenteilla kymmenen kertaa suurempi kuin Infineonin tai Rohmin komponenteilla. Estosuuntaisen virran vertailussa täytyy olla varovainen, koska kaikkien tässä luvussa vertailtujen valmistajien kesken datalehdellä taulukoitu arvo on eri kuin saman datalehden kuvaajasta approksimoitu arvo. Datalehtiä tutkimalla voidaan sanoa, että Infineonin ja Rohmin datalehdillä taulukoitu ja kuvaajasta approksimoitu arvo ovat lähinnä toisiaan. Sen sijaan Creen ja myöhemmin esitettävän Semisouthin datalehdillä taulukoitu ja kuvaajasta approksimoitu estosuuntaisen virran arvo eroaa suuresti toisistaan. Taulukossa 2.2 on vertailtu estosuuntaista virtaa ainoastaan lämpötilassa 25 C, koska tässä lämpötilassa arvot ovat taulukoitu jokaisella valmistajalla. Tästä huolimatta estosuuntaista virtaa ei voi luotettavasti vertailla eri valmistajien kesken, koska estosuuntaisen virran määrittämistä varten

17 ei ole olemassa omaa standardia ja virran määrittämistapa vaihtelee eri valmistajien kesken. Terminen resistanssi liitoksesta koteloon eli ei ole piikarbidi-schottky-diodin ominaisuus, vaan se riippuu kotelon materiaalista, sirujen sijoittelusta ja sirujen muodosta. Terminen resistanssi liitoksesta koteloon on taulukon 2.2 mukaan kaikilla valmistajilla samaa luokkaa. Kaikilla valmistajilla sallitut kokonaistehohäviöt pienenevät kotelon lämpötilan kasvaessa ja Rohmin komponenteilla tehohäviöt ovat pienimmät. Tämä johtuu siitä, että Rohmin komponenteilla kokonaistehohäviöt määritellään eri tavalla kuin Infineonin, Creen tai myöhemmin esitettävän Semisouthin komponenteilla. Infineonin, Creen ja Semisouthin komponenteilla muovisen kotelon maksimi käyttölämpötila on noin 175 C. Tämä tarkoittaa sitä, että komponentin liitoksen lämpötila halutaan rajata lämpötilaan 175 C. Jos ajatellaan tilannetta, jossa diodia aletaan operoimaan huoneen lämpötilassa, kotelon ja liitoksen lämpötila vastaa silloin noin 25 C lämpötilaa. Koska korkein sallittu lämpötila on 175 C, komponenttien häviöiden aiheuttama lämpenemä saa olla yhteensä:. Jos 150 C-lämpötila jaetaan -arvolla, saadaan kokonaissähköteho, joka voidaan kuluttaa häviötehona komponentissa. Komponenttien suurin sallittu kokonaishäviöteho lasketaan esimerkiksi Infineonin piikarbischottky-diodille kaavan 2-1 mukaisesti, kun 25 C. (2-1) Rohm määrittää suurimman sallitun kokonaistehohäviön siten, että muovisen kotelon maksimi käyttölämpötila on 150 C, eikä 175 C. Datalehdeltä saatu arvo on laskettu kaavan 2-2 avulla, kun 25 C. (2-2) Jos Rohm määrittäisi suurimman sallitun kokonaishäviötehon samalla tavalla kuin muut valmistajat, kyseinen kokonaishäviöteho olisi 75 W eli sama kuin Infineonin komponenteilla. Creen komponenteilla kyseinen kokonaishäviöteho on suurin. Suurin sallittu kokonaishäviöteho ei riipu piikarbidi-schottky-diodin ominaisuuksista, vaan - arvosta. (Infineon. IDH08S60C; Cree. C3D08060A; Rohm. SCS108AG) Taulukossa 2.3 on vertailtu piikarbidi-schottky-diodeja, joiden estojännitekesto on 1200 V ja myötäsuuntaisen virran kesto on 10 A. Vertailu tehtiin Infineonin, Creen ja Semisouthin komponenttien kesken. Semisouth ei valmista 600 V estojännitekestoisia piikarbidi-schottky-diodeja ja Rohm ei valmista 1200 V estojännitekestoisia piikarbidischottky-diodeja.

18 Taulukko 2.3. 1200 V estojännitekeston ja 10 A myötäsuuntaisen virrankeston piikarbidi-schottky-diodien vertailu eri valmistajien kesken. Infineon Cree Semisouth IDH10S120 C2D10120A SDA10S120 estojännitekesto 1200 V 1200 V 1200 V myötäsuuntainen virta 10 A 10 A 10 A myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 25 C ja = 10 A 1,65 V 1,6 V 1,6 V myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 125 C ja = 10 A 2,5 V 2,0 V 2,1 V estosuuntainen virta (typ.), kun = 25 C ja = 1200 V 10 μa 10 μa 10 μa estosuuntainen virta (typ.), kun = 150 C ja = 1200 V 40 μa 20 μa 30 μa terminen resistanssi liitoksesta koteloon (max.) 1,11 C/W 0,48 C/W 1,1 C/W suurin sallittu kok. tehohäviö, kun = 25 C 135 W 312 W 136 W suurin sallittu kok. tehohäviö, kun = 125 C 45 W 104 W 45 W Myötäsuuntainen jännitehäviö on myös 1200 V:n diodeilla hyvin samansuuruinen eri valmistajien kesken. Creen komponenteilla estosuuntainen virta on pienin ja Infineonin komponenteilla suurin suuremmalla lämpötilalla. Tässäkin tapauksessa estosuuntaisia virtoja ei voi luotettavasti verrata eri valmistajien kesken. Suurin sallittu kokonaistehohäviö on Creen komponenteilla huomattavasti suurempi kuin Infineonin tai Semisouthin komponenteilla. (Infineon. IDH10S120; Cree. C2D10120A; Semisouth. SDA10S120) Voidaan todeta, että eri valmistajien piikarbidi-schottky-diodien välillä ei ole merkittävää eroa omassa kokoluokassaan. Eri valmistajien datalehtiä on vaikea verrata keskenään, koska eri arvojen määrittämiseen ei välttämättä ole standardia ja vaikka standardi olisikin olemassa, eri valmistajat määrittävät arvonsa silti omalla tavallaan. Tästä syystä käyttäjien on suositeltavaa mitata tärkeimmät arvot itse, jos he haluavat luotettavasti vertailla eri komponentteja.

19 3 PERINTEINEN KOKOSILTA- JA NPC- VAIHTOSUUNTAAJA Tässä työssä tarkastellaan piikarbidi-schottky-lukitusdiodien vaikutusta aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteeseen. Kyseinen aurinkosähkövaihtosuuntaaja on yksivaiheinen, neutral-point-clamped eli NPC-topologinen kokosiltavaihtosuuntaaja. Aurinkosähkövaihtosuuntaajan tehtävänä on muuttaa aurinkopaneelijärjestelmältä tuleva tasasähkö julkiseen verkkoon sopivaksi vaihtosähköksi. Tämän työn toisena tavoitteena on tarkastella IGBT-moduulin vastarinnankytkettyjä diodeja. Tarkoituksena on selvittää miten IGBT-moduuli, jossa on piikarbidischottky-vastarinnankytketyt diodit eroaa IGBT-moduulista, jossa on piistä valmistetut vastarinnankytketyt diodit. Yhdellä IGBT-moduulilla tarkoitetaan perinteisen kaksitasoisen kokosiltavaihtosuuntaajan yhtä haaraparia. Tässä luvussa esitellään perinteinen kokosiltavaihtosuuntaaja, perinteisen PWMohjauksen perusperiaate ja työssä käytetyn NPC-vaihtosuuntaajan topologia ja sen modulaatiomenetelmä. 3.1 Perinteinen kokosiltakytkentä ja PWM-ohjaus Kuvassa 3.1. on esitetty perinteinen kokosiltavaihtosuuntaaja ja IGBT-kytkimillä toteutettu moduuli, joka voisi esimerkiksi olla kokosiltavaihtosuuntaajan yksi vaihe. a) b) Kuva 3.1. a) Perinteinen kokosiltavaihtosuuntaaja. (Mohan et al. 2003) b) IGBTmoduuli FF300R12MS4.

20 Kuvassa 3.1 esitetyn perinteisen kokosiltavaihtosuuntaajan ohjattavina kytkiminä ovat ja vastarinnankytkettyinä diodeina ovat. Välipiirin jännite on stabiloitu kahdella sarjaan kytketyllä kondensaattorilla ja ja piirin ulostulo on pisteiden A ja B välillä. Kytkimiä ohjaamalla saadaan tasajännitteestä muokattua vaihtojännitettä ulostuloon. Perinteisen yksivaiheisen kokosiltavaihtosuuntaajan ohjausmenetelmä on pulssinleveysmodulaatio eli PWM-ohjausmenetelmä. PWM-ohjausmenetelmiin kuuluu sekä bipolaarinen että unipolaarinen ohjausmenetelmä. Kuvassa 3.2. on esitetty bipolaarisen PWM-ohjaustavan perusperiaate. Kuvan 3.1. a) suuntaajan kytkinpareja ja sekä ja ohjataan vuorotellen johtavaan ja johtamattomaan tilaan. Kun kuvassa 3.2. esitetty sinimuotoinen ohjaussignaali on suurempi kuin kolmioaalto, kytkimet ja johtavat ja ulostulojännite on. Kun ohjaussignaali on pienempi kuin kolmioaalto, kytkimet ja johtavat ja ulostulojännite on. Ulostulojännite on siten kanttiaaltoa, jonka keskiarvo on sinimuotoista. Kanttiaallon perustaajuinen komponentti on samanmuotoinen kuin siniaaltoinen ohjaussignaali. (Mohan et al. 2003) Kuva 3.2. Bipolaarinen PWM-ohjausmenetelmä, a) Ohjaussignaali ja kolmioaalto, b) Ulostulojännite ja ulostulojännitteen perustaajuinen komponentti. (Mohan et al. 2003) Kuvassa 3.3 on esitetty unipolaarisen PWM-ohjauksen perusperiaate, jossa molemmilla lähdöillä A ja B on omat sinimuotoiset ohjaussignaalit ja. Ohjaussignaaleja verrataan kolmioaaltoon. Kun ohjaussignaali on suurempi kuin kolmioaalto, kytkin johtaa ja jännite pisteen A ja DC- -kiskon välillä

21 on. Kun on pienempi kuin kolmioaalto kytkin johtaa ja jännite B-vaiheen ohjaus tapahtuu samalla tavalla paitsi, että ohjaussignaalina on. Ulostulojännite on vaiheiden A ja B erotus ja se vaihtelee unipolaarisesti joko nollan ja välillä tai nollan ja välillä. Kuva 3.3. Unipolaarinen PWM-ohjausmenetelmä. a) Vaiheen A sinimuotoinen ohjaussignaali ja vaiheen B sinimuotoinen ohjaussignaali sekä kolmioaalto. b) Pisteen A ja negatiivisen kiskon välinen jännite c) Pisteen B ja negatiivisen kiskon välinen jännite d) Ulostulojännite ja ulostulon perustaajuinen komponentti. (Mohan et al. 2003) Unipolaarisen menetelmän hyvä puoli on se, että ulostulojännitteen askelmaiset muutokset ovat puolet pienempiä kuin bipolaarisella menetelmällä. Lisäksi unipolaarisessa moduloinnissa ei esiinny harmonisia komponentteja kytkentätaajuudella. (Mohan et al. 2003) 3.2 NPC-topologia ja työssä käytetty ohjausmenetelmä NPC- eli neutral point clamped vaihtosuuntaajan nimitys tulee lukitusdiodeista, joita voidaan kutsua myös nimellä NPC-diodit. Lukitusdiodeilla saadaan kytkettyä vaihtosuuntaajan ulostulo välipiirin keskipisteeseen. Välipiirin keskipiste muodostetaan kahdella sarjaan kytketyllä kondensaattorilla, joilla saadaan välipiirin tasajännite jaettua

22 kolmeen potentiaalitasoon. Välipiirin keskipiste n on toiselta nimeltään neutral point ja sillä saadaan aikaan ulostulojännitteen nollataso. NPC-vaihtosuuntaajasta käytetään myös nimitystä kolmitasoinen vaihtosuuntaaja johtuen vaihelähdön kolmesta potentiaalitasosta verrattuna kaksitasoisen suuntaajan kahteen potentiaaliin. Pisteen A ja nollan välisen jännitteen jännitetasot voivat siis olla, 0 ja. Kuvassa 3.4. on esitetty NPC-kokosiltavaihtosuuntaaja. Ohjattavat kytkimet ovat IGBT-kytkimiä ja diodit ovat vastarinnankytkettyjä diodeja. Kuvaan on merkitty positiivisen ulostulovirran kulkusuunta. Kun virta pyrkii kulkemaan esimerkiksi kytkennässä olevan induktanssin vuoksi negatiiviseen suuntaan, IGBTkytkimet eivät rikkoudu, koska virta pääsee kulkemaan diodien kautta. Diodit ovat edellä mainittuja lukitusdiodeja. Kuvassa 3.4 vaihtosuuntaaja on kytketty kuormaan, joka koostuu kuristimista ja, sekä vaihtoverkon yhtä vaihetta kuvaavasta jännitteestä. DC-kiskon ja maan välillä on hajakondensaattori. Hajakondensaattorin yli oleva jännite on nimeltään yhteismuotoinen jännite. Jos yhteismuotoisessa jännitteessä esiintyy suuritaajuisia komponentteja, ne aiheuttavat hajakondensaattorin läpi virran maahan. Kyseiset maavirrat voivat olla haitallisia aurinkopaneeleille. Ne saattavat aiheuttaa esimerkiksi ohutkalvo-aurinkokennojen rappeutumisen ja peruuttamattoman hyötysuhteen menetyksen. Lisäksi maavirrat saattavat saturoida EMIsuodattimet (electromagnetic interference), jolloin syntyy ongelmia sähkömagneettisten häiriöiden kanssa. (Schimpf et al. 2008) Kuva 3.4. NPC-kokosiltavaihtosuuntaaja. (Lämsä. 2008)

23 NPC-vaihtosuuntaajan perinteisessä ohjausmenetelmässä jännite on porrasmainen kuvan 3.5 mukaisesti. Kuvassa 3.5 on esitetty yksinkertaistettu periaatekuva kyseisestä jännitteestä. Kuvasta nähdään, että perinteisellä ohjausmenetelmällä jännitteessä esiintyy myös jännitepotentiaalit. Kuva 3.5. NPC-kokosiltavaihtosuuntaajan perinteisen ohjausmenetelmän tuottama jännite. Kolmesta jännitetasosta ja unipolaarisuudesta johtuen ulostulojännite ja sisäänmenovirta ovat matalasäröisiä. Ne sisältävät siis vähemmän harmonisia komponentteja. Perinteisellä ohjausmenetelmällä ei kuitenkaan päästä kokonaan eroon yhteismuotoisen jännitteen suuritaajuisista komponenteista. Kuvassa 3.6. on esitetty yksinkertaistettu periaatekuva työssä käytetyn NPCvaihtosuuntaajan modulaatiomenetelmästä, jonka suurin etu on se, että yhteismuotoinen jännite ei sisällä suuritaajuisia komponentteja. Yksinkertaisuuden vuoksi kuvassa 3.6 esitetyn kanttiaallon taajuus on pienempi kuin todellisuudessa. Kuva 3.6. Työssä käytetyn NPC-kokosiltavaihtosuuntaajan käyrämuodot.

24 Ulostulojännitteen positiivisella puolijaksolla jännite vaihtelee nollan ja jännitteen välillä. Siniaallon negatiivisella puolijaksolla jännite vaihtelee nollan ja jännitteen välillä. Jännite tuotetaan kokosillan kytkimillä ja. Jännite tuotetaan kytkimillä ja. Nollatilat tuotetaan kaikissa tapauksissa kokosillan kytkimillä ja. Kuvasta 3.6 nähdään, että kytkimet ja johtavat koko positiivisen puolijakson ajan ja kytkimet ja johtavat koko negatiivisen puolijakson ajan. Jos tarkastellaan esimerkiksi haaraa A, kytkimen johtovuoro vaihtuu positiivisen puolijakson aikana kytkimeltä kytkimelle ja toisinpäin. Virran kommutointi tapahtuu kytkimen ja lukitusdiodin välillä virran ollessa positiivinen. Negatiivisen puolijakson aikana kytkimen johtovuoro vaihtuu kytkimeltä kytkimelle ja toisinpäin. Virran kommutointi tapahtuu kytkimen ja lukitus-diodin välillä. Ajatellaan tilannetta, jossa virta kulkee aluksi diodin ja kytkimen läpi. Tällöin, kun kytkin kytketään johtavaan tilaan, diodi vaihtuu johtamattomaan tilaan. Jos diodilla on takavirtapiikki, virta diodin läpi kulkee negatiiviseen suuntaan ja pitää pisteen A nollassa. Tästä syystä lukitusdiodien täytyy olla nopeita. NPC-sillan ulostulossa on suodatin. NPC-sillan ulostulossa jännite ja virta eivät ole samassa vaiheessa, vaan virta on jännitettä jäljessä (kuva 3.7 a.). Suodattimen ulostulossa eli verkon puolella näkyvä jännite ja virta ovat samassa vaiheessa ja ne ovat samanmuotoisia siniaaltoja (kuva 3.7 b.). a) b) Kuva 3.7. Jännitteen ja virran käyrämuodot a) ennen suodatinta b) suodattimen jälkeen. Kuvassa 3.7 a) on esitetty vaihe-ero, jota vastaavana aikana ulostulovirta on positiivista, mutta ulostulojännite vaihtelee unipolaarisesti jännitteen ja nollan välillä. Tarkastellaan hetkeä, jolloin kytkin lakkaa johtamasta. Koska virta on vielä positiivista, kytkimet ja eivät johda, vaan virta kommutoituu vastarinnankytkettyjen diodien ja läpi. Kun virta vaihtuu negatiiviseksi se alkaa kulkea kytkinten ja läpi. Jos diodeilla ja on tällöin takavirtapiikki, se näkyy myös kytkinten ja päällekytkentävirrassa, kuten kuvassa 2.5. Työssä käytetyn NPC-vaihtosuuntaajan modulaatiomenetelmä on aikaisemmin esitetyn perinteisen IGBT-sillan unipolaarisen modulaatiomenetelmän kaltainen. Jännite on molemmilla modulaatiomenetelmillä samanmuotoinen. Tästä huolimatta perin-

25 teisen IGBT-sillan unipolaarisella modulaatiomenetelmällä ei päästä eroon yhteismuotoisen jännitteen suuritaajuisista komponenteista toisin kuin työssä käytetyn NPCvaihtosuuntaajan tapauksessa. Topologia ja modulaatiotapa vaikuttavat yhteismuotoisen jännitteen käyrämuotoon. Työssä käytetyn suuntaajan yhteismuotoisen jännitteen lauseke (3-5) voidaan määrittää ratkaisemalla yhtälöpari 3-3 ja 3-4, kun jännite,, (3-3), (3-4). (3-5) Sama lauseke (3-5) pätee myös, kun jännite. Kun jännite, voidaan yhteismuotoisen virran lauseke (3-8) määrittää ratkaisemalla yhtälöpari 3-6 ja 3-7,, (3-6), (3-7). (3-8) Lausekkeet 3-5 ja 3-8 ovat samat, joten voidaan päätellä, että yhteismuotoinen virta ei sisällä askelmaisia muutoksia. Tämä tarkoittaa sitä, että yhteismuotoinen virta ei sisällä korkeataajuisia komponentteja. NPC-suuntaajan huonoja puolia verrattuna perinteiseen kokosiltasuuntaajaan ovat ne, että NPC-suuntaaja tarvitsee enemmän ohjauselektroniikkaa ja että sen säätö on monimutkaisempaa. Tämä johtuu siitä, että suuntaajassa on enemmän aktiivisia kytkinkomponentteja ja välipiirin kondensaattorien jännite tulee olla tasapainossa. Näistä syistä NPC-suuntaaja on myös kalliimpi kuin perinteinen kokosiltasuuntaaja. Toisaalta NPC-suuntaajalle voidaan valita kytkimet, joiden estosuuntaisen jännitteen kesto on pienempi tai vaihtoehtoisesti voidaan käyttää suurempia välipiirin jännitteitä kuin kaksitasoisella suuntaajalla. Tämä johtuu siitä, että NPC-suuntaajan yksittäisen kytkimen jänniterasitus on pienempi kuin perinteisen kokosiltavaihtosuuntaajan. Lisäksi NPCsuuntaajan etuna on se, että työssä käytetyllä ohjausmenetelmällä ei tuoteta suuritaajuisia komponentteja DC-kiskon ja maan väliseen jännitteeseen.

26 4 AURINKOSÄHKÖVAIHTOSUUNTAAJAN HYÖTYSUHDE Tehoelektroniikkalaitteiden hyötysuhdevaatimukset ovat tiukat. Kun puhutaan aurinkosähkövaihtosuuntaajasta, hyötysuhteen merkitys korostuu entisestään. Aurinkokennon hyötysuhde on huono ja kenno ei pysty muuttamaan kaikkea kennolle tulevaa auringon säteilyenergiaa sähköksi. Toisaalta aurinkokennon tuottama energia on päästötöntä ja monissa maissa, kuten Saksassa, on käytössä syöttötariffijärjestelmä, joka mahdollistaa aurinkoenergian myynnin sähköyhtiölle. Tästä syystä aurinkoenergia on arvokasta ja aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhdevaatimukset ovat tiukat. Monet kuluttajat valitsevat aurinkosähkövaihtosuuntaajan sen hyötysuhteen perusteella ja se luo lisää paineita valmistajille. Aurinkosähkövaihtosuuntaajan tehtävänä on muuttaa aurinkopaneelijärjestelmältä tuleva tasasähkö julkiseen verkkoon sopivaksi vaihtosähköksi. Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhde määritellään eri tavalla kuin tavallisen vaihtosuuntaajan hyötysuhde, koska aurinkosähkövaihtosuuntaajassa on maksimitehopisteen seuraaja. Lisäksi standardi (EN 50530. 2010) vaatii, että aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhde esitetään painotettuna hyötysuhteena. Tämä johtuu siitä, että aurinkosähkövaihtosuuntaajalla on useita toimintapisteitä, joista toiset ovat merkitykseltään tärkeämpiä kuin toiset. Tässä luvussa esitellään aurinkosähkövaihtosuuntaajan maksimitehopisteen seuraaja, aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen määritelmä ja painotetun hyötysuhteen laskenta. 4.1 Maksimitehopisteen seuraaja Sääolosuhteet, kuten säteilyintensiteetti ja lämpötila vaikuttavat aurinkokennon tyhjäkäyntijännitteeseen ja oikosulkuvirtaan. Kun säteilyintensiteetti kasvaa, tyhjäkäyntijännite kasvaa hieman ja oikosulkuvirta kasvaa lähes lineaarisesti. Sen sijaan, kun lämpötila kasvaa, tyhjäkäyntijännite pienenee ja oikosulkuvirta kasvaa hieman. Lämpötilan kasvulla ei ole yhtä suurta vaikutusta oikosulkuvirtaan kuin säteilyintensiteetillä. (EN 50530. 2010) Kuvassa 4.1 on esitetty aurinkokennon jännite-virta ja jännite-teho-kuvaajat kahdella eri säteilyintensiteetin arvolla. Alaindeksi yksi tarkoittaa pienempää säteilyintensiteettiä ja alaindeksi kaksi tarkoittaa suurempaa säteilyintensiteettiä.

27 Kuva 4.1. Aurinkokennon jännite-virta ja jännite-teho-käyrä eri säteilyintensiteetin arvoilla. Kuvasta 4.1 nähdään, että aurinkokennon maksimitehopiste on erilainen eri säteilyintensiteetin arvolla. Muun muassa säteilyintensiteetin ja lämpötilan vaihtelusta johtuen aurinkosähkövaihtosuuntaajat sisältävät maksimitehopisteen seuraajan. Maksimitehopisteen seuraajan (MPPT eli maximum power point tracker) tarkoituksena on pitää aurinkokennojärjestelmän tuottama teho maksimissaan. Tällöin myös vaihtosuuntaajan verkkoon syöttämä teho on maksimissaan. Käytännössä aurinkokennojärjestelmän jännite pakotetaan tiettyyn pisteeseen säätämällä verkkoon syötettävää tehoa. Maksimitehopisteen seuraajan on määritettävä, mikä on optimaalisin jännite. Maksimitehopisteen seuraaja on otettava huomioon aurinkosähkövaihtosuuntaajan kokonaishyötysuhteen määrityksessä. (EN 50530. 2010) 4.2 Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen määritelmä Aurinkosähkövaihtosuuntaajan kokonaishyötysuhde koostuu MPPT-hyötysuhteesta ja konversiohyötysuhteesta. MPPT-hyötysuhde (Maximum power point tracking) on vaihtosuuntaajan energia DC-puolella suhteessa maksimitehopisteen energiaan, joka on teoreettisesti saatavilla aurinkopaneelilta. MPPT-hyötysuhde voidaan määrittää yhtälön 4-1 osoittamalla tavalla, (4-1)

28 jossa on hetkellinen teho vaihtosuuntaajan DC-puolella ja on aurinkopaneelilta teoreettisesti saatavilla oleva hetkellinen maksimitehopisteen teho. Konversiohyötysuhde on vaihtosuuntaajan energia AC-puolella suhteessa energiaan DC-puolella ja se voidaan määrittää yhtälön 4-2 osoittamalla tavalla, (4-2) jossa on hetkellinen teho vaihtosuuntaajan AC-puolella. Aurinkosähkövaihtosuuntaajan kokonaishyötysuhde on vaihtosuuntaajan energia AC-puolella suhteessa maksimitehopisteen energiaan, joka on teoreettisesti saatavilla aurinkopaneelilta. Kokonaishyötysuhde voidaan määrittää yhtälön 4-3 osoittamalla tavalla, (4-3) (EN 50530. 2010) 4.3 Painotettu hyötysuhde Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhde riippuu toimintapisteestä. Kuten edellä todettiin aurinkopaneelin ja siten myös aurinkosähkövaihtosuuntaajan toimintapiste vaihtelee sääolosuhteiden mukaan. Vaihtosuuntaajan eri toimintapisteiden yhteenlaskettu kokonaishyötysuhde määritetään eri painokertoimien avulla, koska tietyt toimintapisteet ovat merkitykseltään tärkeämpiä. Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhde voidaan esittää eurooppalaisittain painotettuna ja kalifornialaisittain painotettuna (CEC, California energy commission). Kalifornialaisessa hyötysuhteessa painotetaan suurempia tehoja kuin eurooppalaisessa hyötysuhteessa. Kalifornialaista hyötysuhdetta käytetään sellaisilla maantieteellisillä alueilla, joissa aurinko paistaa yleensä kirkkaalta taivaalta eli auringon säteilyteho on suurempi. Eurooppalaista hyötysuhdetta käytetään esimerkiksi Saksassa ja kalifornialaista hyötysuhdetta käytetään esimerkiksi Välimeren ympäristössä. Eurooppalainen hyötysuhde määritetään seuraavalla tavalla:, (4-4)

29 jossa on eurooppalainen painotuskerroin ja on hyötysuhde osittaisella teholla. Seuraavassa taulukossa 4.1. on esitetty eri eurooppalaiset painotuskertoimet vastaavilla osittaisilla tehoilla. Taulukko 4.1. Eurooppalainen hyötysuhde. Painotuskerroin 0,03 0,06 0,13 0,10 0,48 0,20 Osittainen teho 1. 2. 3. 4. 5. 6. 0,05 0,10 0,20 0,30 0,50 1,00 Kalifornialainen hyötysuhde määritetään seuraavalla tavalla:, (4-5) jossa on kalifornialainen painotuskerroin ja on hyötysuhde osittaisella teholla. Seuraavassa taulukossa 4.2. on esitetty eri kalifornialaiset painotuskertoimet vastaavilla osittaisilla tehoilla. (EN 50530. 2010) Taulukko 4.2. Kalifornialainen hyötysuhde. Painotuskerroin 0,04 0,05 0,12 0,21 0,53 0,05 Osittainen teho 1. 2. 3. 4. 5. 6. 0,10 0,20 0,30 0,50 0,75 1,00 Eri painotuskertoimet riippuvat auringon säteilytehon vaihtelusta päivän mittaan. Täyttä säteilytehoa ja siten täyttä sähkötehoa ei saada kuin muutama tunti päivässä. Suurimman osan vuorokaudesta ja vuodesta aurinkopaneeli ja aurinkosähkövaihtosuuntaaja toimivat osittaisella teholla. Tämän perusteella voidaan sanoa, että aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhdetta ei välttämättä kannata optimoida täydelle teholle. Markvart et al. esittävät, että hyötysuhde kannattaa optimoida 65 % - 80 % osittaiselle teholle Pohjois- Euroopassa ja 75 % - 90 % osittaiselle teholle Keski-Euroopassa. (Markvart et al. 2003) Toisaalta taulukoista 4.1 ja 4.2 huomataan, että suurin painotuskerroin eurooppalaisella hyötysuhteella on 50 % osateholla ja kalifornialaisella hyötysuhteella 75 % osateholla. Kalifornialaisella hyötysuhteella painotuskerroin on jopa pienempi 100 % osateholla kuin 50 % osateholla. Tästä voidaan päätellä, että jos halutaan korkeat eurooppalaisetja kalifornialaiset hyötysuhteet, aurinkosähkövaihtosuuntaaja kannattaa optimoida 50 % - 75 % osittaiselle teholle. Toisaalta on huomioitava, että vaihtosuuntaajan on kestettävä myös täysi kuorma.

30 5 TUTKIMUSMENETELMÄT Suuri osa aurinkosähkövaihtosuuntaajan tehohäviöistä syntyy vaihtosuuntaussillan tehopuolijohteissa. Tässä työssä tutkitaan, miten NPC-vaihtosuuntaajan lukitusdiodien vaihto piikarbidi-schottky-lukitusdiodeihin vaikuttaa vaihtosuuntaussillan ja koko laitteen hyötysuhteeseen. Tarkoituksena on myös määrittää, mikä olisi optimaalisin piikarbidi-schottky-diodien rinnankytkentöjen lukumäärä. Yksi lukitusdiodi saattaa koostua sovelluksesta riippuen yhdestä tai useammasta rinnankytketystä diodista. Tässä työssä tarkastelluissa NPC-vaihtosuuntaajan moduuleissa piikarbidi-schottky-lukitusdiodeja on rinnakkain joko kolme, viisi tai seitsemän. Vaakakupissa ovat vastakkain piikarbidischottky-diodien hinta ja hyötysuhde. Mitä vähemmän kyseisiä diodeja on, sitä halvempi on moduulin hinta. Toisaalta pienin määrä piikarbidi-schottky-diodeja ei välttämättä ole paras vaihtoehto hyötysuhteen tai tehonkeston kannalta. Tässä työssä aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhdetta tutkitaan mallinnuksen ja mittausten avulla eri toimintapisteissä. Mallinnuksessa vaihtosuuntaussillan eri komponenttien tehohäviöt määritetään ja lasketaan yhteen. Mallinnuksessa on tiedettävä eri komponenttien läpikulkevat virrat, ominaisuudet ja hilavastukset. Mallinnuksessa on hyväksikäytetty muun muassa datalehtiä ja valmistajan kertomia arvoja. Kuten luvussa 3 todettiin, työssä tarkastellaan myös perinteisen IGBT-moduulin vastarinnankytkettyjä diodeja. Työssä tutkitaan miten moduuli, jossa on pii-diodit eroaa moduulista, jossa on piikarbidi-schottky-diodit. Kyseisessä moduulissa on 12 rinnankytkettyä piikarbidi-schottky-diodia ja moduulin estojännitekesto on suurempi kuin NPC-moduulin. Moduulien vertailu suoritetaan tässä työssä datalehtien arvojen ja kaksoispulssimittausten perusteella. Tässä luvussa vertaillaan sekä NPC-vaihtosuuntaajan että IGBT-moduulin erityyppisiä diodeja keskenään datalehtien avulla. Lisäksi esitellään NPC-vaihtosuuntaussillan tehohäviöiden mallinnusmenetelmä ja sen avulla määritetyt teoreettiset konversiohyötysuhteet. 5.1 Datalehtien avulla suoritettu diodien vertailu Työssä tutkittu NPC-vaihtosuuntaussilta koostuu kahdesta 650 V estojännitekestoisesta F3L100R07W2E3-moduulista siten, että yksi vaihtosuuntaajan vaihe on yksi F3L100R07W2E3-moduuli. Kuten edellä todettiin, kyseisissä moduuleissa olevat lukitusdiodit korvataan joko kolmen, viiden tai seitsemän piikarbidi-schottky-diodin (IDH08S60C) rinnankytkennällä, jotka vastaavat 24 A, 40 A ja 56 A virrankestoa. Tarkoitus on verrata lukitusdiodien ominaisuuksia keskenään. Todellisuudessa myös kytkinten päällekytkentäenergiahäviö muuttuu, kuten luvussa 2.1.2.1 todettiin. Moduulit,

31 joissa on piikarbidi-schottky-lukitusdiodit olivat tilattu mittatilauksena tätä työtä varten. Tästä syystä kyseisille moduuleille ei ole saatavilla omaa datalehteä ja moduulin kytkinten päällekytkentähäviöenergiaa ei voitu vertailla datalehtiarvojen perusteella. Toisena tarkastelun kohteena on perinteisen IGBT-vaihtosuuntaajan vastarinnankytketyt diodit ja kytkimet. Luvussa 5.1.2. tarkastellaan 1200 V estojännitekestoisen FF300R12MS4S-moduulin vastarinnankytkettyjen pii-diodien ja FF300R12MS4Fmoduulin vastarinnankytkettyjen piikarbidi-schottky-diodien ominaisuuksia. Lisäksi datalehtien avulla vertaillaan kytkinten kytkentäenergiahäviöitä. Valmistajan mukaan moduulit eivät eroa toisistaan muiden komponenttien osalta. 5.1.1 F3L100R07W2E3-moduulin lukitusdiodit Taulukossa 5.1 on vertailtu F3L100R07W2E3-moduulin lukitusdiodeja ja kolmen, viiden ja seitsemän piikarbidi-schottky-diodin (IDH10S120) rinnankytkentöjä. Taulukko 5.1. NPC-vaihtosuuntaajan lukitusdiodit. F3L100R07W IDH10 IDH10 IDH10 2E3 S120 S120 S120 3 SiC 5 SiC 7 SiC estojännitekesto 650 V 650 V 650 V 650 V myötäsuuntainen virta 100 A 24 A 40 A 56 A myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 25 C ja virta nimellinen 1,55 V 1,5 V 1,5 V 1,5 V myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 125 C ja virta nimellinen 1,50 V 1,7 V 1,7 V 1,7 V myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 25 C ja virta 20 A 1,1 V 1,4 1,3 V 1,1 V myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 125 C ja virta 20 A 0,95 V 1,5 1,4 1,2 V terminen resistanssi liitoksesta koteloon yhtä diodia kohti terminen resistanssi kotelosta jäähdytinlevyyn 0,6 C/W 1,1 C/W 0,74 C/W 1,24 C/W 0,44 C/W 0,74 C/W 0,32 C/W 0,53 C/W Kaikissa taulukon 5.1 tapauksissa diodin estojännitekesto on 650 V. Piikarbidischottky-diodien nimellinen myötäsuuntainen virta on huomattavasti pienempi kuin F3L100R07W2E3-moduulin diodien virta. Tästä huolimatta valmistajan mukaan jopa 24 A piikarbidi-schottky-diodeja voidaan käyttää samassa laitteessa ja samoilla tehoilla kuin 100 A pii-diodeja. Piikarbidi-schottky-diodin kokoonpano pitäisi olla ominaisuuksiltaan vastaava ja valmistajan mukaan sen pitäisi kestää sama teho kuin F3L100R07W2E3-moduulin lukitusdiodi.

32 Taulukosta 5.1 nähdään, että piikarbidi-schottky-diodien myötäsuuntainen jännitehäviö on alemmalla lämpötilalla hieman pienempi ja korkeammalla lämpötilalla suurempi kuin pii-diodilla, kuten jo luvun 2.2.3 teoriaosuudessa esitettiin. Voidaan olettaa, että moduulin toimintalämpötila on 25 C vain käynnistämistilanteessa ja pitkään käynnissä ollessa se on täydellä teholla lähellä 125 C lämpötilaa. Tällöin myötäsuuntainen jännitehäviö on käytännössä aina suurempi piikarbidi-schottky-diodeilla kuin F3L100R07W2E3-moduulin diodeilla. Tästä syystä piikarbidi-schottky-diodeilla syntyy enemmän tehohäviöitä diodin ollessa johtavassa tilassa. Terminen resistanssi sekä liitoksesta koteloon että kotelosta jäähdytinlevyyn on suurempi kolmen piikarbidischottky-diodin rinnankytkennällä kuin muilla komponenteilla. Taulukossa 5.1 olevalla F3L100R07W2E3-moduulin diodilla on takavirtapiikki ja sen energia on datalehden mukaan 2,15 mj 125 C lämpötilassa. Piikarbidi-schottkydiodin datalehdellä ei ole määritetty takavirtapiikin energiaa. Luvun 2 mukaisesti piikarbidi-schottky-diodilla ei ole takavirtapiikkiä, mutta niiden virta menee silti hieman negatiiviseksi, kuten kuvassa 2.11. Tämä aiheuttaa pienen poiskytkentähäviöenergian ja se on huomioitu luvussa 4.2 esitetyssä puolijohdehäviöiden mallintamisessa. (Infineon. IDH08S60C; Infineon. F3L100R07W2E3) 5.1.2 FF300R12MS4S- ja FF300R12MS4F-moduulin vastarinnankytketyt diodit Taulukossa 5.2 on vertailtu FF300R12MS4-moduulin vastarinnankytkettyä diodia ja FF300R12MS4F-moduulin vastarinnankytkettyä piikarbidi-schottky-diodia toisiinsa. Kyseiset moduulit eivät ole NPC-moduuleja, vaan ne ovat kuvassa 3.1 b) esitetyn kytkennän mukaisia. Kuvan 3.1 b) merkinnöillä FF300R12MS4-moduulissa yksi vastarinnankytketty diodi koostuu kolmen 100 A diodin rinnankytkennästä. Sen sijaan FF300R12MS4F-moduulissa yksi vastarinnankytketty diodi koostuu kahdentoista piikarbidi-schottky-diodin rinnankytkennästä. Yksittäisen piikarbidi-schottky-diodin virrankesto on 15 A. Kuten edellä todettiin piikarbidi-schottky-diodit ovat kalliita, joten kyseisen moduulin hinta on huomattavasti korkeampi kuin moduulin, jossa on piidiodit. Taulukosta 5.2 nähdään, että 1200 V estojännitekestoisen piikarbidi-schottkydiodin myötäsuuntainen virta on pienempi kuin FF300R12MS4-moduulin diodin myötäsuuntainen virta. Myötäsuuntainen jännitehäviö on piikarbidi-schottky-diodilla alemmassa lämpötilassa pienempi ja korkeammassa lämpötilassa suurempi, kuin FF300R12MS4-moduulin diodilla. Lisäksi taulukosta 5.2. voidaan havaita, että FF300R12MS4-moduulin diodilla myötäsuuntainen jännitehäviö laskee lämpötilan noustessa, mutta piikarbidi-schottky-diodilla se kasvaa. Molempien moduulien datalehdiltä oli saatavilla diodien poiskytkentähäviöenergia. Taulukosta 5.2 nähdään, että poiskytkentähäviöenergia on pienempi piikarbidi-schottky-diodilla. Lisäksi kyseisillä moduuleilla terminen resistanssi on hieman suurempi piikarbidi-schottky-diodilla kuin piidiodilla.

33 Taulukko 5.2. Vastarinnankytketyt diodit. FF300R12MS4 FF300R12MS4F (Si-diodit) (SiC-diodit) estojännitekesto 1200 V 1200 V myötäsuuntainen virta 300 A 180 A toistuvan myötäsuuntaisen virrankesto (max.), kun = 1 ms 600 A 360 A myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 25 C ja virta nimellinen 2,00 V 1,65 V myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 125 C ja virta nimellinen 1,70V 2,2 V myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 25 C ja virta 150 A 1,68 V 1,5 V myötäsuuntainen jännitehäviö (typ.), kun = 125 C ja virta 150 A 1,3 V 1,95 V poiskytkentähäviöenergia (typ.), kun = 125 C ja virta nimellinen 15,0 mj 4,00 mj terminen resistanssi liitoksesta koteloon yhtä diodia kohti (max.) 0,10 C/W 0,14 C/W terminen resistanssi kotelosta jäähdytinlevyyn (typ.) 0,05 C/W 0,06 C/W FF300R12MS4-moduulin ja FF300R12MS4F-moduulin datalehtien arvot eroavat toisistaan myös IGBT-kytkinten kytkentäenergioiden osalta, joita on vertailtu taulukossa 5.3. Taulukko 5.3. IGBT-kytkinten häviöt. päällekytkentäenergiahäviö (typ.), kun = 125 C, = 300 A, = 600 V ja = 15 V poiskytkentäenergiahäviö (typ.), kun = 125 C, = 300 A, = 600 V ja = 15 V FF300R12MS4 IGBT-kytkimet 25 mj, kun = 2,7 Ω ja = 80 nh 15 mj, kun = 2,7 Ω ja = 80 nh FF300R12MS4F IGBT-kytkimet 8 mj, kun = 1,6 Ω ja = 60 nh 15 mj, kun = 1,6 Ω ja = 60 nh Taulukosta 5.3 nähdään, että energiahäviön määrittämisessä on käytetty eri hilavastusta ja induktanssia. Päällekytkentäenergiahäviöt eroavat toisistaan huomattavasti. Toisaalta, koska piikarbidi-schottky-diodilla ei ole takavirtapiikkiä, IGBT-kytkimen päällekytkentäenergiahäviö on pienempi, kuten luvussa 2.1.2.1 esitettiin. Sen sijaan kytkinten poiskytkentäenergiahäviö on molemmilla moduuleilla sama, koska diodin takavirtapiikki ei vaikuta siihen.

34 Koska energiahäviöiden määrittämisessä on käytetty eri hilavastusta ja induktanssia, arvoja ei voida luotettavasti vertailla keskenään. Tästä syystä tässä työssä energiahäviöitä verrataan kaksoispulssimittausten avulla. Kaksoispulssimittauksissa olosuhteet ovat eri moduuleille samanlaiset ja tulokset ovat vertailukelpoisempia. 5.2 NPC-vaihtosuuntaajan puolijohdehäviöiden mallintaminen Tässä työssä NPC-kokosiltavaihtosuuntaajan hyötysuhdetta ja tehohäviöitä mallinnettiin Excel-taulukkolaskentaohjelmalla. Kuten edellä mainittiin NPC-vaihtosuuntaussilta koostuu kahdesta F3L100R07W2E3-moduulista siten, että yksi vaihe on yksi moduuli. Hyötysuhde- ja tehohäviövertailu tehtiin tavallisen pii-lukitusdiodisillan ja eri piikarbidi-schottky-lukitusdiodisillan välillä. Mallinnuksessa käytettiin 4,6 kw, 6 kw ja 8 kw vaihtosuuntaajan maksimiulostulotehoja. Työssä tarkasteltiin tehoja, jotka ovat 10 %, 50 % tai 100 % maksimiulostulotehon arvosta. Kaikille kyseisille tehoarvoille määritettiin hyötysuhde ja tehohäviöt vaihtosuuntaajan sisäänmenon DC-jännitteiden arvoilla 345 V, 480 V, 600 V ja 720 V. Tässä luvussa esitetään vaihtosuuntaussillan tehohäviöiden laskentamenetelmä ja laskennassa käytetyt arvot. Tehohäviöiden laskemiseksi tulee tietää muun muassa vaihtosuuntaussillan eri komponenttien läpikulkevat virrat. Virrat voidaan määrittää, kun tiedetään luvussa 3.2 esitetty NPC-vaihtosuuntaussillan modulaatiomenetelmä. Tässä luvussa esitetään lisäksi laskentamenetelmän avulla saadut mallinnustulokset NPCaurinkosähkövaihtosuuntaussillan tehohäviöille, hyötysuhteille ja sekä molemmille painotetuille hyötysuhteille. 5.2.1 Laskentamenetelmä Kytkimien ja diodien tehohäviöt voidaan jakaa johtotilan häviöihin ja kytkentähäviöihin. Kuvan 5.1. linearisointimenetelmän avulla voidaan mallintaa johtotilan tehohäviöitä. Kuva 5.1. Diodien ja kytkimien johtotilan jännite-virta-käyrä.

35 Kuvassa 5.1 jännite-virta-käyrää linearisoidaan suoralla, jonka avulla voidaan määrittää kynnysjännite, jännite ja jännite. Kynnysjännite on se jännite, jonka jälkeen diodi tai kytkin alkaa johtaa. Jännite voidaan määrittää kuvaajasta vastaavalla nimellisellä virran arvolla. Johtotilan tehohäviöt voidaan määrittää lausekkeen 5-1 avulla, (5-1) jossa on myötäsuuntaisen virran keskiarvo, on myötäsuuntaisen virran rms-arvo ja määritellään lausekkeen 5-2 mukaan. (5-2) Dynaaminen resistanssi vaihtelee toimintapisteen mukaan ja se määritetään virtajännite-käyrän kulmakertoimena. Kynnysjännite voidaan määrittää joko datalehden jännite-virta-kuvaajasta tai laskennallisesti lausekkeen 5-3 mukaan. (5-3) Tässä työssä kynnysjännite on määritetty laskennallisesti. Lausekkeessa 5-1 esiintyvät virrat voidaan määrittää jokaiselle työssä käytetylle NPC-vaihtosuuntaussillan komponentille erikseen. Silta on symmetrinen eli kytkimen läpikulkeva virta on keskimäärin sama kuin kytkimen ja läpikulkeva virta. Yhden perusjakson aikana kytkimen läpikulkeva virta on keskimäärin sama kuin kytkimen ja läpikulkeva virta. Myös kaikkien vastarinnankytkettyjen diodien läpi kulkee sama virta ja lukitusdiodien läpi kulkee sama virta. Tästä syystä yhtälöissä 5-4 5-11 on tarkasteltu vain yhtä neljännestä NPC-vaihtosuuntaussillasta. Yhtälöissä 5-4 ja 5-5 on esitetty kytkimen läpikulkevan virran keskiarvon ja rms-arvon lausekkeet (Kolar et al. 1989), (5-4), (5-5) joissa on ulostulovirran huippuarvo, on vaihe-ero ja on modulointi-indeksi. Modulointi-indeksi määritellään yleisesti yhtälön 5-6 tavalla, (5-6)

36 jossa on ohjaussignaalin huippuarvo ja on kolmioaallon huippuarvo. Tässä työssä käytetyssä aurinkosähkövaihtosuuntaajassa modulointi-indeksin suhdeluku on esitetty yhtälön 5-7 avulla, (5-7) jossa on ulostulon perustaajuisen komponentin huippuarvo ja on kuvassa 3.4 välipiirin jännite. Yhtälöissä 5-8 ja 5-9 on esitetty kytkimen läpikulkevan virran keskiarvon ja rms-arvon lausekkeet, joita siis käytetään johtotilan tehohäviöiden laskemisessa yhtälön 5-1 mukaisesti (Kolar et al. 1989), (5-8). (5-9) Yhtälöissä 5-10 ja 5-11 on esitetty lukitusdiodin ja rms-arvon lausekkeet (Kolar et al. 1989) läpikulkevan virran keskiarvon, (5-10). (5-11) Yhtälöissä 5-12 ja 5-13 on esitetty vastarinnankytkettyjen diodien ja läpikulkevan virran keskiarvon ja rms-arvon lausekkeet (Kolar et al. 1989), (5-12). (5-13) Kytkentähäviöt voidaan määrittää yleisen lausekkeen 5-14 periaatteella, (5-14) jossa on keskimääräinen kytkentätaajuus ja on kytkentähäviöenergia. voidaan jakaa kytkimien tapauksissa osiin lausekkeen 5-15 mukaisesti

37, (5-15) jossa on energia kytkettäessä kytkin johtavaan tilaan ja on energia kytkettäessä kytkin johtamattomaan tilaan. Käytännössä kytkentähäviö riippuu kommutoinnin aikana komponentin läpikulkevan virran keskiarvosta, joten kytkentähäviön määrittämiseksi on linearisoitava kuvan 5.2 a) mukaiset kytkentähäviöenergiakäyrät. Kytkentähäviötehot määritetään tässä työssä kytkimille lausekkeen 5-16 periaatteella, (5-16) jossa on välipiirin jännite, on nimellinen jännite, on keskimääräinen kytkentätaajuus, ja ovat datalehden virta-energia-käyrän päälle- ja poiskytkentähäviöenergiat virran nollakohdassa ja on komponenttien läpi kommutoivan virran keskiarvo, joka on siis eri kuin edellä esitetyt johtotilan virtojen keskiarvot. Yhtälön 5-16 periaatetta käytetään myös diodien kytkentähäviöenergioiden määrittämisessä sillä poikkeuksella, että diodeilla ei ole päällekytkentähäviöenergiaa ja niiden poiskytkentähäviöenergia on. Yhtälössä 5-16 oletetaan, että linearisointi tehdään nimellisten arvojen ja virran nollakohdan välille. Tällöin esimerkiksi termi on vakio. Termi on suoran kulmakerroin ja termi jaetaan kahdella, koska tässä tapauksessa tarkastellaan vain NPC-vaihtosuuntaussillan yhtä neljännestä, jolloin neljänneksen ylioleva jännite on puolet välipiirin jännitteestä. Yhtälössä 5-16 esiintyvä keskimääräinen virta voidaan määrittää kytkimelle yhtälön 5-17 avulla, kytkimelle ja vastarinnankytketyille diodeille ja yhtälön 5-18 avulla ja lukitusdiodille yhtälön 5-19 avulla, kytkin S 1 :, (5-17) kytkin S 2 ja vastarinnankytketyt diodit D 1 ja D 2 :, (5-18) lukitusdiodi D 9 :. (5-19)

38 Mallinnuksessa kytkimien ja sekä diodien ja tehohäviöt lasketaan yhteen. Koska silta on symmetrinen, yhteenlaskettu tehohäviö kerrotaan neljällä, jolloin saadaan koko sillan tehohäviöt. 5.2.2 Laskennassa käytetyt arvot Luvussa 5.1 esitettiin, että F3L100R07W2E3-moduulin nimellinen virta on 100 A. Nimellinen virta esiintyy yhtälöissä 5-2 ja 5-16, mutta tässä tapauksessa tulokset ovat täsmällisempiä, jos käytetään pienempää virran arvoa. Tästä syystä valitaan, että nimellinen virta = 50 A, eikä 100 A, kuten todellisuudessa. Nimellinen jännite = 300 V ja mallinnuksessa oletettiin, että laite on 125 C lämpötilassa. Kuvassa 5.2 on esitetty F3L100R07W2E3-moduulin datalehdeltä saatu virtaenergia-kuvaaja ja jännite-virta-kuvaaja. Virta-energia-kuvaajan avulla voidaan määrittää kytkentähäviöt ja jännite-virta-kuvaajan avulla voidaan määrittää johtotilan tehohäviöt. a) b) Kuva 5.2. F3L100R07W2E3-moduulin IGBT-kytkimen a) virta-energia-käyrä ja b) jännite-virta-käyrä. (Infineon. F3L100R07W2E3) Kuvasta 5.2 a) voidaan määrittää, että pii-lukitusdiodimoduulin IGBT-kytkimille - energia on 2 mj ja -energia on 0,5 mj, kun virta on 50 A. Kuvasta 5.2 a) voidaan myös arvioida, että -energiakäyrä ei kulje origon kautta, kuten -energiakäyrä. Kyseinen epäideaalisuus huomioitiin mallinnuksessa arvioimalla, että virran nollakohdassa kytkimen energia on 0,2 mj ja kytkimen energia on 0,005 mj. Kuten edellä todettiin piikarbidi-schottky-lukitusdiodimoduuleista ei ole saatavilla omaa datalehteään, josta kytkinten päällekytkentähäviöenergia kävisi ilmi. Tästä syystä

39 piikarbidi-schottky-lukitusdiodimoduulien kytkinten päällekytkentähäviöenergia on mallinnuksessa arvioitu valmistajan ilmoittamalla tavalla. Valmistajan mukaan kyseisten kytkinten päällekytkentähäviöenergia on 40 % tavallisen pii-lukitusdiodimoduulin kytkinten päällekytkentähäviöenergiasta. Poiskytkentähäviöenergia on sama kuin piilukitusdiodimoduulilla. Kuvasta 5.2 b) nähdään, että kytkinten jännite = 1,2 V, kun virta on 50 A ja = 0,95 V, kun virta on 25 A. Näillä arvoilla voidaan ratkaista dynaaminen resistanssi ja kynnysjännite, joita käytetään IGBT-kytkimen johtotilan tehohäviöiden määrittämisessä. Johtotilan tehohäviöt lasketaan siis käyttäen vakio -arvoa. Kuvassa 5.3 on esitetty F3L100R07W2E3-moduulin vastarinnankytkettyjen diodien virta-energia-kuvaaja ja jännite-virta-kuvaaja. a) b) Kuva 5.3. F3L100R07W2E3-moduulin vastarinnankytkettyjen diodien a) virta-energiakäyrä ja b) jännite-virta-käyrä. (Infineon. F3L100R07W2E3) Kuvasta 5.3 voidaan määrittää, että vastarinnankytkettyjen diodien poiskytkentäenergiahäviö on 1,3 mj, kun virta on 50 A. -energiakäyrä ei myöskään kulje origon kautta. Kuvasta 4.3 voidaan arvioida, että virran nollakohdassa -energia on 0,1mJ. Näillä tiedoilla voidaan määrittää kuvan 5.3 käyrän yhtälö, jonka avulla voidaan laskea vastarinnankytkettyjen diodien kytkentähäviöteho. Dynaamisen resistanssin ja kynnysjännitteen määrittämistä varten kuvasta 5.3 b) voidaan arvioida, että jännite = 1,2 V, kun virta on 50 A ja = 1 V, kun virta on 25 A. (Infineon. F3L100R07W2E3) Kuvassa 5.4 on esitetty F3L100R07W2E3-moduulin tavallisten pii-lukitusdiodien virta-energia-kuvaaja ja jännite-virta-kuvaaja.

40 a) b) Kuva 5.4. F3L100R07W2E3-moduulin lukitusdiodien a) virta-energia-käyrä ja b) jännite-virta-käyrä. (Infineon. F3L100R07W2E3) Kuvasta 5.4 a) voidaan määrittää, että lukitusdiodien -energia on 1,3 mj, kun virta on 50 A. Lisäksi voidaan arvioida, että virran nollakohdassa -energia on 0,1 mj. Kuvasta 5.4 b) nähdään, että jännite = 1,2 V, kun virta on 50 A ja = 1 V, kun virta on 25 A. (Infineon. F3L100R07W2E3) Piikarbidi-schottky-diodien (IDH08S60C) tapauksessa datalehdeltä ei ole saatavilla -käyrää, mutta NPC-vaihtosuuntaussillan tehohäviöiden mallinnuksessa on arvioitu, että diodin poiskytkentähäviöenergia on kolmen, viiden ja seitsemän piikarbidischottky-diodin rinnankytkennälle 0,0075 mj, 0,0125 mj ja 0,0175 mj, kun virta on nimellinen eli 24 A, 40 A ja 56 A. Lisäksi mallinnuksessa arvioitiin, että poiskytkentähäviöenergia on nolla virran nollakohdassa. Kuvassa 5.5 on esitetty piikarbidi-schottky-diodin jännite-virta-kuvaaja. Yhden piikarbidi-schottky-diodin (IDH08S60C) nimellinen virta on 8 A. Kuvasta 5.5 voidaan arvioida, että piikarbidi-schottky-diodin jännite = 1,75 V, kun virta on 8 A ja = 0,35 V, kun virta on 4 A. Kyseiset jännitteen arvot ovat samat kaikilla piikarbidi-schottky-diodikokoonpanoilla, vaikka niillä on eri nimellinen virta. Tämä johtuu siitä, että ne on kytketty rinnakkain. Jännitteiden ja avulla voidaan ratkaista dynaaminen resistanssi ja kynnysjännite kaikkien lukitusdiodikokoonpanojen johtotilan tehohäviöiden laskemista varten. (Infineon. IDH08S60C)

41 Kuva 5.5. IDH08S60C-lukitusdiodien jännite-virta-käyrä. (Infineon. IDH08S60C) 5.2.3 Mallinnustulokset Kuvassa 5.6 on esitetty yhtälöiden 4-2 ja 4-4 avulla eurooppalaisittain painotetut mallinnetut konversiohyötysuhteet kahdelle F3L100R07W2E3-moduulille eli NPCvaihtosuuntaussillalle (kuva 3.4) ja sen eri piikarbidi-schottky-lukitusdiodi versioille. Mallinnuksessa käytettiin kytkentätaajuutta 16 khz. Kuva 5.6. Esimerkkikuvaaja tavallisilla pii-lukitusdiodeilla ja kolmella, viidellä ja seitsemällä piikarbidi-schottky-lukitusdiodilla toteutetun NPC-vaihtosuuntaussillan eurooppalaisittain painotetusta kokonaishyötysuhteesta, kun maksimiulostuloteho on 8 kw. Kuvasta 5.6 nähdään, että 345 V DC-jännitteellä (eli sisäänmenojänniteellä) saavutetaan korkein hyötysuhde. Kuvasta voidaan myös havaita, että seitsemän piikarbidi-schottkylukitusdiodin rinnankytkennällä toteutetun sillan kokonaishyötysuhde on parempi kuin muilla. Toisaalta hyötysuhteet ovat hyvin lähellä toisiaan ja ne on esitetty havainnollisemmin kuvissa 5.7 5.9. Kuvissa 5.7 5.9 on esitetty F3L100R07W2E3-moduulin eri versioiden hyötysuhteiden parannuksia. Kuvissa on verrattu kolmen, viiden ja seitsemän SiC-lukitusdiodin siltaa tavalliseen F3L100R07W2E3-moduuleilla toteutettuun siltaan. Yhtälöllä 5-20

42 voidaan havainnollistaa hyötysuhteen parannuksen laskentaa. Yhtälössä esiintyvät hyötysuhteen arvot ovat esimerkkejä., (5-20) jossa on hyötysuhteen parannus prosenttiyksikkönä, on tavallisilla piidiodeilla toteutetun sillan hyötysuhde ja piikarbidi-schottky-diodeilla toteutetun sillan hyötysuhde. Yhtälön 5-20 menetelmää on käytetty kaikissa seuraavissa mallinnuskuvissa 5.7 5.9. Kyseisissä kuvissa ei siis ole kuvattu tavallisen sillan hyötysuhdetta, koska se on vertailuarvo ja siten yhtä kuin nolla. Kuvassa 5.7 on esitetty eri hyötysuhteet 4,6 kw maksimiulostuloteholla eli 4,6 kw laitteella. a) b) c) d) e) Kuva 5.7. Kolmella, viidellä ja seitsemällä SiC-lukitusdiodilla toteutetun NPCvaihtosuuntaussillan hyötysuhteen parannus, kun maksimiulostuloteho on 4,6 kw. a) eurooppalaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, b) kalifornialaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, c) 100 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet, d) 50 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet ja e) 10 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet.

43 Kuvan 5.7 a) ja b) kuvaajista nähdään, että kaikilla DC-jännitteiden arvoilla suurin kokonaishyötysuhteen parannus saadaan seitsemän SiC-diodin rinnankytkennällä eli 56 A virran SiC-diodikokonaisuudella ja 720 V DC-jännitteellä. Kuvassa 5.8 on esitetty eri hyötysuhteet 6 kw maksimiulostuloteholla eli 6 kw laitteella. a) b) c) d) e) Kuva 5.8. Kolmella, viidellä ja seitsemällä SiC-lukitusdiodilla toteutetun NPCvaihtosuuntaussillan hyötysuhteen parannus, kun maksimiulostuloteho on 6 kw. a) eurooppalaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, b) kalifornialaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, c) 100 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet, d) 50 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet ja e) 10 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet. Kuvasta 5.8 nähdään, että 6 kw maksimiulostuloteholla, kaikilla DC-jännitteillä, osittaisilla tehoilla ja SiC-diodikokoonpanoilla päästään parempiin hyötysuhteisiin kuin tavallisilla pii-diodeilla. Kuvaajasta c) nähdään, että kolmen SiC-diodin rinnankytkennällä 480 V, 600 V ja 720 V DC-jännitteiden arvoilla hyötysuhde ei parane yhtä paljon kuin 345 V DC-jännitteellä.

44 Kuvassa 5.9 on esitetty eri hyötysuhteet 8 kw maksimiulostuloteholla eli 8 kw laitteella. a) b) c) d) e) Kuva 5.9. Kolmella, viidellä ja seitsemällä SiC-lukitusdiodilla toteutetun NPCvaihtosuuntaussillan hyötysuhteen parannus, kun maksimiulostuloteho on 8 kw. a) eurooppalaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, b) kalifornialaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, c) 100 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet, d) 50 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet ja e) 10 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet. Kuvasta 5.9 c) nähdään, että kolmella SiC-lukitusdiodilla toteuteutun vaihtosuuntaussillan hyötysuhde on huonompi kuin tavallisilla pii-lukitusdiodeilla toteutetun sillan hyötysuhde, kun DC-jännitteet ovat 480 V, 600 V ja 720 V. Myös viidellä SiClukitusdiodilla toteutetun sillan hyötysuhde on 480 V DC-jännitteellä hieman huonompi kuin muilla kyseisen kokoonpanon DC-jännitteillä. Toisaalta vastaavaa ilmiötä ei tapahdu 10 % tai 50 % osittaisella maksimiulostuloteholla kuvaajassa d). Suurin hyötysuhteen parannus saadaan 10 % osittaisella maksimiulostuloteholla 720 V DCjännitteellä ja seitsemän SiC-diodin kokoonpanolla.

Jokaisella eri teholuokan laitteella, kaikilla DC-jännitteiden arvoilla ja 10 % ja 50 % osittaisilla tehoilla hyötysuhteen parannus on suurempi kuin maksimiteholla. Painotetut hyötysuhteet ovat paremmat 4,6 kw maksimiulostuloteholla kuin 8 kw maksimiulostuloteholla. Mallinnustulosten perusteella suurin hyötysuhteen parannus saadaan seitsemän piikarbidi-schottky-diodin rinnankytkennällä kaikissa tapauksissa, kuten oli odotettavissakin. Kuvassa 5.10 on esitetty NPC-kokosiltavaihtosuuntaajan yhden vaiheen suhteelliset tehohäviöt eri komponenteissa eri diodikokoonpanoilla. Kuvassa on esitetty ainoastaan 8 kw maksimiulostulotehon kuvaajat, koska kuvaajien muodot pysyvät samanlaisina riippumatta siitä onko maksimi ulostuloteho 4,6 kw, 6 kw tai 8 kw samoilla osatehoilla ja jännitteillä. Ainoastaan tehohäviöt pienenevät mitä pienempi on maksimiulostuloteho. Tämä on luonnollista, koska tällöin virtakin on pienempi. Kuvassa 5.10 ei myöskään ole esitetty kaikkia DC-jännitteiden arvoja ja osatehoja, vaan ainoastaan 10 % ja 100 % maksimiulostulotehojen kuvaajat sekä 345 V ja 720 V kuvaajat, koska näiden välillä muutokset näkyvät selkeimmin. Kuvasta 5.10 nähdään, että SiC-lukitusdiodeilla toteutetuilla moduuleilla ei ole diodeista ja johtuvia kytkentähäviöitä, koska SiC-diodeilla ei ole takavirtapiikkiä. Toisaalta kuvaajista nähdään, että kaikissa tilanteissa SiC-lukitusdiodien johtotilan häviöt ovat suuremmat kuin tavallisien pii-lukitusdiodien johtotilan häviöt. Tämä johtuu siitä, että SiC-diodeilla on suurempi myötäsuuntainen jännite, kuten luvuissa 2.2.3 ja 5.1.1 todettiin. Vastarinnankytkettyjen diodien johtotilan häviöt ovat kaikissa tilanteissa lähellä nollaa, koska niiden läpi kulkee vain harvoin virtaa. Samasta syystä niiden kytkentähäviötkin ovat pienet. Mallinnuksessa huomioitiin SiC-lukitusdiodeilla toteutettujen moduulien kytkinten päällekytkentähäviöenergia siten, että se on 40 % tavallisilla lukitusdiodeilla toteutetun moduulin kytkinten päällekytkentähäviöenergiasta. Tarkastelemalla kuvaa 5.10 huomataan, että tavallisten moduulien ja SiC-lukitusdiodeilla toteutettujen moduulien kytkinten kytkentähäviöenergioiden ero on niin pieni, että eroa on vaikea havaita silmämääräisesti. Tämä tarkoittaa sitä, että 40 % ero päällekytkentähäviöenergioissa ei käytännössä vaikuta eri moduulityyppien kokonaiskytkentähäviöenergioihin. Kaikilla moduuleilla 10 % maksimiulostuloteholla kytkinten ja ja diodien - kytkentähäviöiden suhteelliset osuudet ovat huomattavan paljon suuremmat kuin 100 % maksimiulostuloteholla. Toisaalta kytkinten ja ja diodien ja johtotilan häviöiden suhteelliset osuudet ovat pienemmät 10 % maksimiulostuloteholla kuin 100 % maksimiulostuloteholla erityisesti kolmen SiC-lukitusdiodin moduulissa. Kytkinten ja kytkentähäviöt ovat hyvin pienet kaikissa tilanteissa ja häviöt näkyvät vain tummana viivana ainoastaan b-kuvassa eli 10 % osateholla. Kaikilla moduuleilla maksimiulostuloteholla kytkinten kytkentähäviöiden suhteellinen osuus on pienempi ja johtotilan häviöiden suhteellinen osuus on suurempi 345 V DC-jännitteellä kuin 720 V DC-jännitteellä. Toisaalta diodien ja johtotilan hävi- 45

46 öt ovat suhteellisesti pienemmät pienemmällä DC-jännitteen arvolla kuin suurella DCjännitteen arvolla. a) b) c) Kuva 5.10. Pii-lukitusdiodeilla ja kolmen, viiden ja seitsemän piikarbidi-schottkylukitusdiodin rinnankytkennällä toteutetun F3L100R07W2E3-moduulin tehohäviöt, kun maksimiulostuloteho on 8 kw. a) 100 % maksimiulostuloteho ja 720 V DC-jännite, b) 10 % maksimiulostuloteho ja 720 V DC-jännite, c) 100 % maksimiulostuloteho ja 345 V DC-jännite.

Mallinnustulosten perusteella voidaan todeta, että seitsemän piikarbidi-schottkydiodin rinnankytkennällä saadaan suurin hyötysuhteen parannus. Toisaalta viiden schottky-diodin rinnankytkennällä hyötysuhteessa ei ole suurta eroa verrattuna seitsemän piikarbidi-schottky-diodin rinnankytkentään. Moduuli, jossa on seitsemän piikarbidi-schottky-diodia rinnakkain on kalliimpi kuin moduuli, jossa on viisi piikarbidischottky-diodia rinnakkain. Tästä syystä mallinnustulosten perusteella voidaan arvioida, että viiden piikarbidi-schottky-diodin rinnankytkennällä toteutettu moduuli on optimaalisin hinnan ja hyötysuhteen kannalta. 47

48 6 MITTAUSTEN TOTEUTUS JA TULOKSET Tässä luvussa esitellään tutkimuksissa käytetty mittauslaitteisto, mittausten toteutus ja mittaustulokset sekä aurinkosähkövaihtosuuntaajalle että IGBT-moduulille. Molemmista mittauksista tarkastellaan mittaustarkkuutta ja sen vaikutusta tuloksiin. Luvun lopuksi vertaillaan teoriaa, mallinnusta ja mittaustuloksia keskenään ja pohditaan jatkotutkimuskysymyksiä. 6.1 Mittalaitteiston kuvaus ja mittausten toteutus Tässä luvussa esitellään seitsemälle eri aurinkosähkövaihtosuuntajalle toteutettu konversiohyötysuhteen mittaus ja IGBT-moduulien kaksoispulssimittaus. 6.1.1 Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhdemittaus Konversiohyötysuhteen mittaukset suoritettiin yhteensä seitsemälle eri aurinkosähkövaihtosuuntaajalle. Seitsemästä laitteesta yksi oli vertailulaite, jossa oli tavallisilla piidiodeilla varustetut moduulit. Loput kuusi laitetta nimettiin A, B, C, D, E ja F -laitteiksi, joista A ja B -laite sisälsi 24 A myötäsuuntaisen virran piikarbidi-schottky-diodit, C ja D -laite sisälsi 40 A myötäsuuntaisen virran piikarbidi-schottky-diodit ja E ja F -laite sisälsi 56 A myötäsuuntaisen virran piikarbidi-schottky-diodit. Samanlaisia piikarbidischottky-diodi laitteita oli siis kutakin kaksi kappaletta. Kuvassa 6.1 esitetyssä hyötysuhdemittausjärjestelyssä DC-teholähde oli Regatron TopCon -laite ja AC-teholähde oli Chroma 16512 -laite. Hyötysuhteet mitattiin Yokogawa WT3000 -laitteella. Kaikki mittaukset suoritettiin käytteäen Yokogawan sisäisiä mittausvälineitä, paitsi 8 kw laitteilla. 8 kw laitteiden AC-virran mittaamiseen käytettiin ulkoista shunt-vastusta Hilo-Test WSM100s. Kuva 6.1. Hyötysuhdemittausjärjestely.

49 Hyötysuhdemittaukset suoritettiin neljällä eri DC-jännitteen arvolla 345 V, 480 V, 600 V ja 720 V, sekä usealla osittaisella ulostuloteholla, jotta saatiin mitattua sekä eurooppalainen että kalifornialainen hyötysuhde. Kaikille seitsemälle eri laitteelle mitattiin hyötysuhteet 4,6 kw, 6 kw ja 8 kw maksimiulostuloteholla, jotta saatiin selville hyötysuhteen käyttäytyminen kolmen eri teholuokan laitteissa. Teoreettisesti eri laitteita oli siis 21 kappaletta, koska yhdestä laitteesta mitattiin osittaiset hyötysuhteet siten, että maksimiulostulotehona oli 4,6 kw, 6 kw tai 8 kw. Esimerkiksi 10 % osittainen ulostuloteho 4,6 kw maksimiulostulotehosta on 460 W ja 10 % osittainen ulostuloteho 8 kw maksimiulostulotehosta on 800 W aivan kuten aikaisemmista kuvista 5.7 ja 5.9 käy ilmi. 6.1.2 IGBT-moduulin kaksoispulssimittaus Kaksoispulssimittaus suoritettiin FF300R12MS4-moduulille ja FF300R12MS4Fmoduulille. Kuten aiemmin on todettu, FF300R12MS4-moduulissa on piivastarinnankytketyt diodit ja FF300R12MS4F-moduulissa on piikarbidi-schottkyvastarinnankytketyt diodit. Kuvassa 6.2 on esitetty IGBT-moduuleille suoritetun kaksoispulssimittauksen yksinkertaistettu kytkentä. Kytkentä on periaatteeltaan samanlainen kuin kuvassa 2.5. Pisteet HSG ja HSE tarkoittavat kytkimen hilaa ja emitteriä. Pisteet LSG ja LSE tarkoittavat kytkimen hilaa ja emitteriä. Käämi L voidaan ajatella niin suureksi, että kuormavirta on vakio eli se toimii kuten virtalähde. Kuva 6.2. Kaksoispulssimittaus kytkimen ja diodin kytkentähäviöiden mittaamiseksi. Kaksoispulssimittauksessa kytkin ohjataan vuoroin johtavaan ja johtamattomaan tilaan. Tämä tapahtuu kuvassa esitetyllä yksinkertaistetulla ohjainkytkennällä, joka kytketään pisteiden LSG ja LSE välille. Kuvassa esitettyjen pisteiden HSG ja HSE välille kytketään negatiivinen jännite, joka pitää kytkimen johtamattomassa tilassa. Kytkennästä voidaan mitata kytkimen ja diodin käyrämuodot kytkentähetkellä ja määrittää kytkentähäviöenergiat. Kytkentähäviöenergioiden määritys tapahtuu mittaamal-

50 la komponentin yliolevan jännitteen ja komponentin läpimenevän virran käyrämuodot. Kytkimen käyrämuodot ovat periaatteeltaan kuvan 2.5 mukaisia. Kytkentähäviöenergia saadaan integroimalla jännitteen ja virran tuloa haluttuna kytkentäaikavälinä. IGBT kytkimen kytkentäaikaväli on määritetty standardin IEC 60747-9 osassa 9. Eri valmistajat käyttävät kuitenkin omia määritelmiään ja käytännössä kytkentäaikavälin määrittäminen ei ole niin yksinkertaista kuin standardi määrittelee. Kytkimen päällekytkentäenergia määritetään yhtälön 6-1 mukaisesti,, (6-1) jossa on kytkimen jännite kollektorilta emitterille, on kytkimen läpimenevä virta ja on standardin mukaan ajanhetki, jolloin kytkimen jännite hilalta emitterille on 10 % maksimistaan. Tämä johtuu siitä, että käytännössä ohjainkortin jännite ei muutu äärettömän nopeasti. Standardin mukaan on ajanhetki, jolloin kytkimen jännite on enää 2 % jännitteestä Kytkimen poiskytkentäenergia määritetään yhtälön 6-2 mukaisesti,, (6-2) jossa on standardin mukaan ajanhetki, jolloin kytkimen jännite hilalta emitterille on 90 % maksimistaan ja on ajanhetki, jolloin kytkimen virta on enää 2 % virrasta Edellä esitettiin standardin mukaiset kytkentäaikavälit. Tässä työssä ei kuitenkaan käytetty niitä, koska käytännössä kytkennässä on kohinavirtaa. Jos kytkentäenergiat olisi määritetty standardin mukaan, olisi saatu paljon oikeita arvoja suurempia arvoja. Tässä työssä kytkentäaikaväli arvioitiin silmämääräisesti jännitteen ja virran kuvaajista. Diodin poiskytkentäenergian määrittämiseen ei ole standardia ja tässä työssä se on määritetty yhtälön 6-3 mukaisesti,, (6-3) jossa on diodin ylioleva jännite, on diodin läpikulkeva virta kuvan 2.1 mukaisesti. Ajanhetki tarkoittaa hetkeä, jolloin diodin virran suunta vaihtuu positiivisesta negatiiviseksi ja on ajanhetki, jolloin diodin virta palaa takaisin nollaan. Aikaväli on siis takavirtapiikkiin kulunut aika, joka on esitetty aiemmin kuvassa 2.4. Kuvassa 2.4 vastaavat ajanhetket ovat ja. Tässä työssä käytetyn kaksoispulssimittauksen ohjainkortti tuottaa jännitteet 8 V ja 15 V hilan ja emitterin välille. Tästä syystä kaksoispulssimittauksella saatuja arvoja ei voida verrata datalehtien arvoihin, koska niiden määrityksessä on käytetty jännitteitä 15 V ja 15 V. Lisäksi työssä käytettyä kaksoispulssimittausta ei voida käyttää eri lait-

51 teiden tehohäviöiden määrityksessä, koska laitteen jännite hilalta emitterille voi olla eri kuin kaksoispulssimittauksessa eli esimerkiksi 15 V ja 5 V tai 17 V ja 0 V. On myös huomioitava, että kaksoispulssimittauksen jännitteen ja virran mittauksen välillä on viivettä, joka vaikuttaa tehohäviöiden määrittämiseen. Myöskään tästä syystä mitattuja tuloksia ei voida verrata datalehden arvoihin. Sen sijaan kaksoispulssimittaus soveltuu hyvin kahden erilaisen moduulin erojen vertailuun. Taulukossa 6.1 on esitetty kaikki mittausparametrit. Mittaukset suoritettiin eri jännitteillä, virroilla, lämpötiloilla ja hilavastuksilla siten, että yksi mittaus on suoritettu esimerkiksi arvoilla,, ja. Taulukko 6.1. Mittauspisteet. Jännite Virta Lämpötila T Ulkoinen hilavastus 500 V 150 A 75 C 2,2 Ω 675 V 300 A 100 C 5,6 Ω 880 V 450 A 125 C 8,2 Ω Tässä työssä hilavastus koostuu ulkoisesta hilavastuksesta ja ohjainkortin sisäisestä hilavastuksesta. Ohjainkortin hilavastus on polaarinen. Polaarisuutta on havainnollistettu kuvassa 6.3. Kuva 6.3. Ohjainkortin polaarinen hilavastus. Kytkettäessä kytkin johtavaan tilaan ohjainkortin hilavastuksen haara, jossa on vastus johtaa. Kytkettäessä kytkin johtamattomaan tilaan ohjainkortin hilavastuksen haara, jossa on vastus johtaa. Vastus ja vastus Kukin vastus on ulkoisen hilavastuksen kanssa sarjassa ja kokonaishilavastukseksi muodostuu taulukossa 6.2 esitetyt vastukset. Taulukko 6.2. Todelliset päälle- ja poiskytkentä hilavastukset. Ulkoinen hilavastus Kokonaispäällekytkentä hilavastus Kokonaispoiskytkentä hilavastus 2,2 Ω 2,7 Ω 3,6 Ω 5,6 Ω 6,1 Ω 7,0 Ω 8,2 Ω 8,7 Ω 9,6 Ω

52 Työssä käytetyn aurinkosähkövaihtosuuntaajan moduuleille ei tehty kaksoispulssimittausta, koska työssä käytettävä mittausjärjestelmä ei ole suunniteltu kolmitasoisen moduulin mittausta varten. Aurinkosähkövaihtosuuntaajan F3L100R07W2E3-moduulin kotelotyyppi on EasyPACK ja IGBT-moduulien FF300R12MS4 ja FF300R12MS4F kotelotyyppi on EconoDUAL. Työssä käytetyllä mittalaitteella on oma alusta, joka on suunniteltu EconoDUAL-kotelotyyppiä varten. Jos haluttaisiin mitata EasyPACKkotelotyypin moduuleja, pitäisi suunnitella ja rakentaa uusi alusta. Ongelmana on myös se, että mittausjärjestelmässä on vain kaksi jännitetasoa, positiivinen jännite ja nolla. Tämän vuoksi kolmitasoisesta moduulista voidaan mitata vain ylä- tai alaosaa kerrallaan. Tämän lisäksi mittausjärjestelmä on tarkoitettu vain IGBT-kytkimen ja sen kanssa sarjassa olevan diodin häviöiden mittaamiseen. Muiden ympärillä olevien komponenttien täytyy olla johtamattomassa tilassa, jotta ne eivät häiritse mittausta. Kolmitasoisella moduulilla muut IGBT-kytkimet (kuva 3.4) voidaan ohjata johtamattomaan tilaan, mutta ongelmaksi muodostuvat lukitusdiodit ja. Jos mitattaisiin yhtä lukitusdiodia, toisen lukitusdiodin ylioleva negatiivinen jännite täytyisi pysyä koko ajan vakiona, jotta sen läpi ei kulkisi virtaa missään tilanteessa. Tämä tapahtuisi helpoiten irrottamalla diodi kokonaan kytkennästä, mikä kuitenkin turmelisi moduulin. Lisäksi F3L100R07W2E3-moduulin mittausta varten pitäisi suunnitella kommutointi ja mittauskytkentä uudelleen niin, että IGBT-kytkin olisi kytkettynä lukitusdiodin kanssa sarjaan. 6.2 Tärkeimmät mittaustulokset Tässä luvussa aurinkosähkövaihtosuuntaajan konversiohyötysuhdemittaustuloksista esitellään vastaavat kuvat kuin luvussa 5.2.3 esitetyt mallinnuskuvat 5.7 5.9. Lisäksi vertaillaan F-laitteen ja vertailulaitteen hyötysuhteita. Luvussa tutkitaan onko piikarbidi-schottky-lukitusdiodeilla merkittävää vaikutusta aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhdemittaustuloksiin. IGBT-moduulien kaksoispulssimittauksesta esitellään molempien moduulien diodien virran käyrämuodot poiskytkentähetkellä eri toimintapisteissä. Tämän lisäksi vertaillaan diodien myötäsuuntaista jännitehäviötä. Mittaustuloksista määritetään IGBTmoduulien kytkentähäviöenergiat luvussa 6.1.2 esitetyn integrointimenetelmän mukaisesti. Taulukon 6.3 avulla pohditaan, mikä olisi mallinnuksen kannalta luotettava tapa määrittää piikarbidi-schottky-diodi moduulien kytkinten päällekytkentähäviöenergia, kun moduuleista ei ole saatavilla datalehteä, josta kyseinen arvo kävisi ilmi. Tämän lisäksi tutkitaan, kuinka kytkentähäviöenergiat muuttuvat virran ja hilavastuksen funktiona. 6.2.1 Aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen mittaustulokset Kuvassa 6.4 on esitetty kolmen, viiden ja seitsemän piikarbidi-schottky-lukitusdiodin rinnankytkennällä toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan konversiohyötysuhteen parannus, kun maksimiulostuloteho on 4,6 kw.

53 a) b) c) d) e) Kuva 6.4. Kolmen, viiden ja seitsemän SiC-lukitusdiodin rinnankytkennällä toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen parannus, kun maksimiulostuloteho on 4,6 kw. a) eurooppalaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, b) kalifornialaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, c) 100 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet, d) 50 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet ja e) 10 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet. Kuvasta 6.4 nähdään, että mittaustulokset vastaavat luvussa 6.3.1 esitetyn mittaustarkkuuden puitteissa luvussa 5.2.3 esitettyjä mallinnustuloksia. Lisäksi vertaamalla kuvia 5.7 ja 6.4 nähdään, että 460 W ulostuloteholla hyötysuhteet paranevat jopa hieman ennustettua enemmän. Kuvassa 6.5 on esitetty kolmen, viiden ja seitsemän piikarbidi-schottkylukitusdiodin rinnankytkennällä toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan konversiohyötysuhteen parannus, kun maksimiulostuloteho on 6 kw.

54 a) b) c) d) e) Kuva 6.5. Kolmen, viiden ja seitsemän SiC-lukitusdiodin rinnankytkennällä toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen parannus, kun maksimiulostuloteho on 6 kw. a) eurooppalaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, b) kalifornialaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, c) 100 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet, d) 50 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet ja e) 10 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet. Kuvassa 6.6 on esitetty kolmen, viiden ja seitsemän piikarbidi-schottkylukitusdiodin rinnankytkennällä toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan konversiohyötysuhteen parannus, kun maksimiulostuloteho on 8 kw.

55 a) b) c) d) e) Kuva 6.6. Kolmen, viiden ja seitsemän SiC-lukitusdiodin rinnankytkennällä toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteen parannus, kun maksimiulostuloteho on 8 kw. a) eurooppalaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, b) kalifornialaisittain painotettu kokonaishyötysuhde, c) 100 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet, d) 50 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet ja e) 10 % maksimiulostulotehon hyötysuhteet. Kuvista 6.4 6.6 nähdään, että kaikki mittaustulokset vastaavat mittaustarkkuuden puitteissa mallinnustuloksia. Kuvassa 6.7 on esitetty F-laitteen konversiohyötysuhteet eri DC-jännitteiden arvoilla. Kuvasta 6.7 nähdään, että 345 V DC-jännitteellä mitattu hyötysuhde on parempi kuin muilla DC-jännitteillä.

56 Kuva 6.7. Seitsemän SiC-lukitusdiodin rinnankytkennällä toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteet. Kuvassa 6.8 on esitetty vertailulaitteen konversiohyötysuhteet. Kuvassa on käytetty samaa asteikkoa kuin kuvassa 6.7, jotta vertailu F-laitteen ja tavallisen laitteen välillä on helpompaa. Kuva 6.8. Tavallisilla pii-lukitusdiodeilla toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteet. Kuvaa 6.7 ja 6.8 vertaamalla voidaan todeta, että molempien laitteiden hyötysuhteet ovat hyvin lähellä toisiaan. Eron havainnollistamiseksi kuvassa 6.9 ja 6.10 on esitetty F- ja vertailulaitteen hyötysuhteet samassa kuvassa 720 V DC-jännitteellä. 720 V DCjännitteellä hyötysuhteiden väliset erot ovat helpoiten havaittavissa.

57 Kuva 6.9. Seitsemän SiC-lukitusdiodin rinnankytkennällä ja tavallisilla piilukitusdiodeilla toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteet, kun ulostuloteho muuttuu 0 2 kw välillä. Kuvasta 6.9. nähdään, että pienillä ulostulotehoilla hyötysuhteiden välillä on hyvin pieni ero. Kuva 6.10. Seitsemän SiC-lukitusdiodin rinnankytkennällä ja tavallisilla piilukitusdiodeilla toteutetun aurinkosähkövaihtosuuntaajan hyötysuhteet, kun ulostuloteho muuttuu 2 4,6 kw välillä. Kuvasta 6.10 nähdään, että suuremmilla ulostulotehoilla ero F- ja vertailulaitteen välillä on tuskin huomattavissa. Kun otetaan huomioon luvussa 6.3.1 esitetty mittaustarkkuus, voidaan mallinnus- ja mittaustulosten perusteella todeta, että piikarbidi-schottky-lukitusdiodilaitteiden hyötysuhteet olivat keskimäärin parempia kuin pii-lukitusdiodilaitteen hyötysuhteet, mutta parannus ei ollut erityisen merkittävä. Kuten edellä todettiin, tuloksista huomataan myös, että hyötysuhteen parannus on suuremmilla DC-jännitteiden arvoilla

58 suurempi kuin pienemmillä DC-jännitteiden arvoilla. Tästä syystä voitaisiin arvioida, että piikarbidi-schottky-diodit parantaisivat hyötysuhdetta enemmän suuremman teholuokan vaihtosuuntaajissa kuin niissä, joita tässä työssä tutkittiin. 6.2.2 IGBT-moduulin kaksoispulssimittaustulokset Kuvassa 6.11 on esitetty FF300R12MS4- ja FF300R12MS4F-moduulien diodien virran käyrämuodot poiskytkentähetkellä, kun lämpötila on 125 C, kuormavirta on 450 A ja syöttävä jännite on 880 V. Näillä arvoilla virtojen käyrämuotojen erot näkyvät parhaiten. Käyrämuodot ovat tilanteesta, jossa ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω. Pienemmällä hilavastuksella virta pienenee nopeammin ja takavirtapiikki on suurempi. Kuva 6.11. FF300R12MS4- ja FF300R12MS4F-moduulin vastarinnankytkettyjen diodien virran käyrämuodot poiskytkentähetkellä, kun ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω, lämpötila on 125 C ja syöttävä jännite on 880 V. Kuvan 6.11 avulla voidaan todentaa, että piikarbidi-schottky-diodilla ei ole takavirtapiikkiä. Lisäksi molemmat käyrät ovat alussa suurin piirtein päällekkäin ja diodien virta laskee samalla gradientin arvolla eli di/dt on yhtä suuri molemmilla diodeilla. Diodin virran gradientti on itseisarvoltaan sama kuin samalla hetkellä päällekytkettävän IGBTkytkimen virran gradientti. IGBT-virran gradientin määrää puolestaan hilavastuksen arvo. Koska molempien moduulien kytkimet ja hilavastukset ovat samanlaiset, molempien diodien virran lasku tapahtuu samanaikaisesti ja suurin piirtein samalla nopeudella. Diodin kytkentänopeutta ei määritellä virran gradientin perusteella vaan takavirtapiikkiin kuluvana aikana. Kuten aikaisemmin todettiin, kyseinen aika kuvaa sitä aikaa, jolloin diodiin varautunut energia purkautuu. Kuvasta 6.11 nähdään, että piikarbidischottky-diodin virta värähtelee poiskytkentähetkellä. Tästä huolimatta voidaan todeta, että varaus purkautuu nopeammin kuin pii-diodin varaus eli piikarbidi-schottky-diodi on nopeampi komponentti.

59 Diodia voidaan kuvata kapasitanssina, joka muodostaa sarjaan kytketyn induktanssin kanssa LC-piirin. Piikarbidi-schottky-diodin virran värähtely johtuu siitä, että piikarbidin-schottky-diodin ja pii-diodin kapasitanssit ja purkautumisajat ovat eri suuruisia. Virran värähtelyn vuoksi poiskytkentähäviöenergiaa ei voitu luotettavasti määrittää. Värähtelyn aikana virran muutosnopeus di/dt on suurempi kuin pii-diodien takavirtapiikin muutosnopeus. Tämä saattaa tarkoittaa sitä, että moduuli, jossa on piikarbidischottky-diodit aiheuttaa enemmän EMC-häiriöitä kuin moduuli, jossa on pii-diodit. Kuvassa 6.12 on esitetty moduulien diodien virran käyrämuodot poiskytkentähetkellä, kun lämpötila on 75 C, kuormavirta on 150 A ja syöttävä jännite on 500 V. Näillä arvoilla poiskytkentävirran huippuarvo on pienempi, mutta piikin suhteellinen osuus kuormavirrasta on suurempi verrattuna kuvan 6.11 tilanteeseen. Kuva 6.12. FF300R12MS4- ja FF300R12MS4F-moduulin vastarinnankytkettyjen diodien virran käyrämuodot poiskytkentähetkellä, kun ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω, lämpötila on 75 C ja syöttävä jännite on 500 V. Kuvasta 6.12 voidaan havaita, että pii-diodin takavirtapiikki on melkein -140 A, joka on itseisarvoltaan melkein yhtä suuri kuin kuormavirta. Sen sijaan piikarbidischottky-diodin poiskytkentävirran huippuarvo on noin -30 A, joka on vain viides osa kuormavirrasta. Piikarbidi-schottky-diodin poiskytkentähäviöenergian täytyy siis olla huomattavasti pienempi kuin pii-diodin. Kuvassa 6.13 on esitetty moduulien diodien virran käyttäytyminen lämpötilan arvoilla 75 C ja 125 C. Kuvasta nähdään, että lämpötila ei vaikuta piikarbidi-schottkydiodin virran käyrämuotoon, kuten jo luvussa 2.2.3 todettiin. Sen sijaan lämpötilan vaikutus pii-diodien virran käyrämuotoon on merkittävä.

60 Kuva 6.13. FF300R12MS4- ja FF300R12MS4F-moduulin vastarinnankytkettyjen diodien virran käyrämuodot poiskytkentähetkellä eri lämpötilan arvoilla, kun ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω ja syöttävä jännite on 880 V. Kuvassa 6.14 on esitetty moduulien diodien käyrämuodot eri kuormavirran arvoilla. Kuva 6.14. FF300R12MS4- ja FF300R12MS4F-moduulin vastarinnankytkettyjen diodien virran käyrämuodot poiskytkentähetkellä eri kuormavirran arvoilla, kun ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω, lämpötila on 125 C ja syöttävä jännite on 880 V. Kuvasta 6.14 nähdään, että pienemmällä kuormavirralla poiskytkentävirran huippuarvo on pienempi, kuten edellä todettiin. Kuvassa 6.15 on esitetty moduulien diodien poiskytkentävirran käyrämuodot eri jännitteiden arvoilla.

61 Kuva 6.15. FF300R12MS4- ja FF300R12MS4F-moduulin vastarinnankytkettyjen diodien virran käyrämuodot poiskytkentähetkellä eri syöttävän jännitteen arvoilla, kun ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω ja lämpötila on 125 C. Kuvasta 6.15 nähdään, että 500 V jännitteellä virta laskee myöhemmin, mutta poiskytkentävirran huippuarvo on molemmilla moduulityypeillä pienempi kuin 880 V jännitteellä. Kuvassa 6.16 on esitetty FF300R12MS4- ja FF300R12MS4F-moduulien diodien myötäsuuntainen jännitehäviö. Kuva 6.16. FF300R12MS4- ja FF300R12MS4F-moduulin vastarinnankytkettyjen diodien myötäsuuntainen jännitehäviö, kun ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω, kuormavirta on 450 A, lämpötila on 125 C ja syöttävä jännite on 880 V.

62 Kuvasta 6.16 nähdään, että piikarbidi-schottky-diodeilla on noin 10 V suurempi myötäsuuntainen jännitehäviö kuin pii-diodeilla, kun syöttävä jännite on 880 V, ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω, diodin läpikulkeva virta on 450 A ja lämpötila on 125 C. Taulukossa 6.3 on esitetty kaksoispulssimittauksen tulokset ja lasketut arvot molemmille FF300R12MS4 ja FF300R12MS4F -moduuleille, kun syöttävä jännite. Taulukko 6.3. Kaksoispulssimittauksien tulokset ja lasketut arvot, kun syöttävä jännite. I [A] FF300R12MS4 Mittaustulokset FF300R12MS4F Mittaustulokset T [ C] [Ω] [Ω] [mj] [mj] [mj] [mj] [mj] [mj] Tuloksista lasketut arvot 150 75 2,7 3,6 28 11 7 16 10 12 57 6,1 7,0 41 17 5 29 16 23 71 8,7 9,6 51 21 4 39 20 30 76 100 2,7 3,6 31 11 9 15 11 12 48 6,1 7,0 44 17 7 28 16 23 64 8,7 9,6 53 21 6 37 20 30 70 125 2,7 3,6 34 13 13 15 12 12 44 6,1 7,0 48 18 10 28 17 23 58 8,7 9,6 57 22 9 37 21 31 65 300 75 2,7 3,6 53 27 10 36 25 26 68 6,1 7,0 85 38 8 70 36 50 82 8,7 9,6 109 47 6 94 44 67 86 100 2,7 3,6 57 28 13 36 26 27 63 6,1 7,0 89 40 10 69 38 51 78 8,7 9,6 112 49 9 92 46 67 82 125 2,7 3,6 61 30 18 36 28 26 59 6,1 7,0 94 42 14 68 40 51 72 8,7 9,6 117 51 12 91 48 68 78 450 75 2,7 3,6 85 43 12 69 41 50 81 6,1 7,0 143 60 9 133 57 93 93 8,7 9,6 187 72 6 180 69 123 96 100 2,7 3,6 92 46 16 69 43 52 75 6,1 7,0 149 62 12 132 60 94 89 8,7 9,6 191 75 10 178 71 125 93 125 2,7 3,6 98 49 21 69 46 53 70 6,1 7,0 157 66 16 132 63 98 84 8,7 9,6 199 78 13 176 75 130 88 [%]

63 Taulukossa 6.3 on esitetty FF300R12MS4-moduulin yhden kytkimen päälle- ja poiskytkentähäviöenergiat ( ja ) ja yhden diodin poiskytkentähäviöenergia (. FF300R12MS4F-moduulille on esitetty yhden kytkimen päälle- ja poiskytkentähäviöenergiat. Kuten edellä todettiin, kyseiselle moduulille ei pystytty määrittämään diodin poiskytkentähäviöenergioita, koska diodin virta värähteli nollan molemmin puolin poiskytkentähetkellä. Luvuissa 5.2.2 ja 5.2.3 todettiin, että valmistajan mukaan piikarbidi-schottkydiodimoduulin kytkimen päällekytkentähäviöenergia on 40 % tavallisen piidiodimoduulin kytkimen päällekytkentähäviöenergiasta. Tätä tietoa hyödynnettiin NPCvaihtosuuntaussillan tehohäviöiden mallinnuksessa. Taulukon 6.3 avulla voidaan päätellä, kuinka hyvin 40 % arvio pitää paikkansa FF300R12MS4- ja FF300R12MS4Fmoduuleille. Jokaiselle taulukon mittauspisteelle on laskettu -prosenttiosuus. Taulukosta 6.3 nähdään, että pienemmillä virran ja hilavastuksen arvoilla prosenttiosuus on pienemmillään 44 %, mutta suurilla virran arvoilla se on enimmillään jopa 96 %. Kun syöttävä jännite on 880 V, prosenttiosuuden keskiarvoksi saadaan 74 %. Kaksoispulssimittaukset suoritettiin myös 500 V ja 675 V syöttävän jännitteen arvolla. Näillä molemmilla arvolla kyseisen prosenttiosuuden keskiarvo on 73 %. Keskiarvojen keskiarvo on siis 73 %. Tämä on kaukana valmistajan antamasta 40 % :sta. Mielenkiintoista on se, kuinka paljon hyötysuhteet olisivat pienentyneet, jos NPCvaihtosuuntaussillan tehohäviöiden mallinnuksessa olisikin käytetty IGBT-moduulien mittaustuloksista johdettua 73 %, eikä valmistajan antamaa 40 %. Taulukossa 6.4 on esitetty hyötysuhteen pienennys prosenttiyksikköinä, kun ulostuloteho on 8 kw ja DCjännitteen arvo on 720 V. Yhtälön 6-4 avulla voidaan havainnollistaa, kuinka hyötysuhteen pienennys on laskettu,, (6-4) jossa on mallinnettu hyötysuhde, kun kytkimen päällekytkentähäviöenergia on 40 % tavallisen pii-lukitusdiodimoduulin kytkinten päällekytkentähäviöenergiasta ja on mallinnettu hyötysuhde, kun kytkimen päällekytkentähäviöenergia on 73 % tavallisen pii-lukitusdiodimoduulin kytkinten päällekytkentähäviöenergiasta. Yhtälössä 6-4 esiintyvät arvot ovat esimerkkejä. Taulukko 6.4. Aurinkosähkövaihtosuuntaajan mallinnetun hyötysuhteen muutos. Hyötysuhteen pienennys 3 SiC-schottky-lukitusdiodi 0,05 % - yksikköä 5 SiC-schottky-lukitusdiodi 0,05 % - yksikköä 7 SiC-schottky-lukitusdiodi 0,05 % - yksikköä

64 Taulukosta 6.4 nähdään, että mallinnustulokset eivät merkittävästi muutu, jos 40 % arvon sijaan käytetään 73 % arvoa. Toisaalta mallinnus- ja mittaustuloksia vertaamalla voidaan sanoa, että hyötysuhteen mallinnustulokset olisivat olleet lähempänä mittaustuloksia, jos olisi käytetty 73 %, eikä 40 %. Toisaalta esimerkiksi 10 % osateholla 4,6 kw ja 6 kw laitteissa mallinnustulokset olisivat olleet entistä kauempana mittaustuloksista. Taulukossa 6.3 on esitetty myös toisenlainen lähestymistapa FF300R12MS4Fmoduulin kytkinten päällekytkentähäviöenergioiden laskemiseksi. Kyseinen päällekytkentähäviöenergia on laskettu yhtälön 6-5 avulla, (6-5) jossa alaindeksi L tarkoittaa laskettua arvoa, on FF300R12MS4-moduulin kytkimen päällekytkentähäviöenergia ja on saman moduulin diodin poiskytkentähäviöenergia. Kuten edellä on todettu, diodin poiskytkentähäviöenergia lisää kytkimen päällekytkentähäviöenergiaa. Koska FF300R12MS4F-moduulin diodilla ei ole takavirtapiikkiä, voitaisiin arvioida, että kyseisen moduulin kytkimen päällekytkentähäviöenergia on sama kuin tavallisen moduulin kytkimen päällekytkentähäviöenergia, josta on vähennetty diodin poiskytkentähäviöenergia. Taulukosta 6.3 nähdään, että FF300R12MS4F-moduulin mitattu on suurusluokaltaan lähellä FF300R12MS4-moduulin mittaustuloksista laskettua arvoa virran arvolla 150 A. Sen sijaan 450 A virralla erot ovat huomattavasti suuremmat kuin 150 A virralla. Esimerkiksi 150 A virralla, 125 C lämpötilassa ja suurimmalla hilavastuksen arvolla ero on 37 mj 31 mj = 6 mj. Puolestaan 125 C lämpötilassa suurimmalla hilavastuksen arvolla ero on jopa 176 mj 130 mj = 46 mj. Tästä voitaisiin päätellä, että yhtälön 6.5 esittämällä tavalla ei voida luotettavasti laskea piikarbidi-schottkydiodimoduulin kytkimen päällekytkentähäviöenergioita. Taulukossa 6.3 esitettyjä kytkentähäviöiden mittaustuloksia havainnollistetaan tarkemmin kuvien 6.17, 6.19 ja 6.20 avulla. Kuvassa 6.18 on esitetty kytkentähäviöiden mittaustulokset, kun syöttävä jännite on 500 V eikä 880 V, kuten taulukossa 6.3. Kuvassa 6.17 on esitetty FF300R12MS4- ja FF300R12MS4-moduulin kytkinten kytkentähäviöenergiat virran funktiona. A-kuvassa on esitetty pii-diodeilla toteutetun moduulin kytkentähäviöenergiat, b-kuvassa on esitetty piikarbidi-schottky-diodeilla toteutetun moduulin kytkentähäviöenergiat ja c-kuvassa on molempien moduulien kytkentähäviöenergiat 125 C lämpötilassa. C-kuvan avulla voidaan helpommin verrata eri moduulien kytkinten kytkentähäviöiden eroja.

65 a) b) c) Kuva 6.17. IGBT-kytkinten kytkentähäviöenergiat kytkimen läpikulkevan virran funktiona, kun ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω ja syöttävä jännite on 880 V. a) FF300R12MS4- moduuli, b) FF300R12MS4F-moduuli ja c) FF300R12MS4- ja FF300R12MS4Fmoduulit, kun lämpötila on 125 C. Kuvasta 6.17 nähdään, että moduulien kytkinten poiskytkentähäviöenergiat eivät eroa toisistaan, kuten jo luvussa 5.1.2 todettiin datalehtien arvojen perusteella. Kuvasta 6.17 c) nähdään, että päällekytkentähäviöenergiat ovat FF300R12MS4F-moduulilla pienemmät kuin tavallisella FF300R12MS4-moduulilla. Kuvassa 6.18 on esitetty FF300R12MS4- ja FF300R12MS4F-moduulien kytkentähäviöenergiat virran funktiona, kun syöttävä jännite on 500 V. a) b) Kuva 6.18. IGBT-kytkinten kytkentähäviöenergiat kytkimen läpikulkevan virran funktiona, kun ulkoinen hilavastus on 8,2 Ω ja syöttävä jännite on 500 V. a) FF300R12MS4- moduuli ja b) FF300R12MS4F-moduuli.