Reaktiivisen antennin sisäänmenoimpedanssin määrittäminen sirontamittauksella

TEKNILLINEN KORKEAKOULU Sähkö ja tietoliikennetekniikan osasto MIKES TKK Mittaustekniikka Reaktiivisen antennin sisäänmenoimpedanssin määrittäminen sirontamittauksella 20. joulukuuta 2005 Dan Sandström dsandstr@cc.hut. Mittaustekniikan erikoistyö kurssiin S-108.3120 Erikoistyö Opintoviikot: Arvosana (1-5): Valvojat: Doc. Petri Kärhä & DI Mikko Puranen

Sisältö 1 Johdanto 2 2 Teoria 4 2.1 Määritelmiä.................................. 4 2.2 Yhtälöt.................................... 5 2.2.1 Sisäänmenoimpedanssi........................ 6 2.2.2 Vahvistus............................... 8 3 Mittausjärjestely ja menetelmät 9 3.1 Tutkittavat antennit............................. 10 3.2 Mittauksen suorittaminen.......................... 10 4 Mittaustulokset 12 4.1 Sisäänmenoimpedanssi: Dipoli........................ 13 4.2 Sisäänmenoimpedanssi: Palomar....................... 14 4.3 Vahvistus................................... 16 4.4 Mittausetäisyyden vaikutus......................... 17 5 Yhteenveto 19 6 Viitteet 20 7 Liitteet 21

1 Johdanto Tämä erikoistyö on tehty Teknillisen Korkeakoulun kurssiin S-108.3120 Erikoistyö. Työ on tehty VTT Tietotekniikan yksikössä Mittaustekniikan alueella, ja sen tarkoituksena on laajentaa antennien tutkapoikkipinta-alan mittaus RFID- (Radio Frequency Identication) antenneihin. Erikoistyössä kehitetään mittausmenetelmää sellaiseksi, että toistettavien mittausten tekeminen onnistuu myös tulevaisuudessa. Tutkapoikkipinta-alan mittauksen teoriaa on tutkinut mm. R.F. Harrington [1], jonka johtamiin yhtälöihin tämä erikoistyö perustuu. RFID, eli radiotaajuinen etätunnistus, on valtaamassa alaa erityisesti logistiikassa ja materiaalien hallinnassa. RFID-järjestelmä koostuu yhdestä tai useammasta lukijalaitteesta ja antennista, isäntäkoneesta ja 1-N :stä tunnisteesta. Sen etuja verrattuna perinteiseen viivakoodiin perustuviin järjestelmiin ovat mm. pitkä lukuetäisyys, tunnisteen lian sietokyky ja suoran näköyhteyden vaatimuksen puuttuminen. RFID:n pääpaino on nykyään keskittynyt UHF- (Ultra High Frequency 300 3000 MHz ) alueeseen sen tarjoaman pitkän lukuetäisyyden ja läpäisykyvyn takia. Uudet lukijalaitteet tukevat nk. monilukua, eli usean tunnisteen yhtäaikaista tunnistamista. Tämä mahdollistaa mm. tehokkaat lastausportaalisovellukset, joissa sisääntuleva tavara voidaan tunnistaa oviin asennetuilla antenneilla, ilman että vastaanottaja käy manuaalisesti kirjaamassa saapuvan erän. Tagi, jota kutsutaan myös saattomuistiksi, koostuu mikropiiristä ja antennista. Mikropiirin muistiin voidaan ohjelmoida sarjanumeron lisäksi mm. tuotetietoja ja esim. tuotteen valmistuksen päivämäärä. Tällä hetkellä käyttömuistia on tagin tyypistä riippuen noin 32 256 merkkiä. Tageja on olemassa sekä aktiivisia paristolla toimivia, että passiivisia paristottomia. Jälkimmäinen saa kaiken tarvitsemansa käyttöenergian lukijan lähettämästä sähkömagneettisesta aallosta. VTT Tietotekniikka on ollut aktiivisesti kehittämässä uusia antennirakenteita tageihin, tavoitteenaan saada antennin sisäänmenoimpedanssi sovitettua mikropiirin impedanssiin parhaimman tehon siirron aikaansaamiseksi. Kun sovitus tehdään antennirakennetta hyväksi käyttäen ulkoisten sovituspiirien käyttö tulee tarpeettomaksi. 2

Miropiirin ensimmäisenä asteena on tasasuuntaajakytkentä, joka on toteutettu Schottkydiodeilla. Diodien kapasitiivisesta luonteesta johtuen mikropiirin sisäänmenoimpedanssi on reaktiivinen, minkä johdosta myös antenni pitää suunnitella reaktiiviseksi tehon siirron maksimoimiseksi. Mittaamalla antennin tutkapoikkipinta-ala sirontamittauksella, voidaan impedanssi määrittää ilman virhettä aiheuttavia mittajohtoja. Tässä erikoistyössä esitetty mittausmenetelmä perustuu S 11 -parametrin, eli heijastuskertoimen mittaukseen. Esitetyillä yhtälöillä ratkaistaan antennin sisäänmenoimpedanssi sekä vahvistus. Toisessa luvussa käydään läpi antennimittauksen teoriaa ja johdetaan kaavat sisäänmenoimpedanssille ja vahvistukselle. Kolmannessa luvussa esitellään mittausjärjestely ja laitteet, jonka jälkeisessä luvussa esitetään mittaustulokset ja niiden analysointi. Lopuksi tahtoisin sanoa kiitokset VTT Tietotekniikalle mahdollisuudesta tehdä tämä erikoistyö kesätöiden ohessa. Kiitokset myös tutkijoille Pekka Pursulalle ja Kaarle Jaakkolalle, jotka auttoivat monissa ongelmissa välillä rautalankamalleja käyttäen. 3

2 Teoria RFID tagi vaatii toimiakseen noin 20 µw:n tehon. Jotta tarvittava tehotaso saavutetaan, on antennin ja mikropiirin impedanssien oltava toisiinsa nähden sovitettuja. Kuvassa 1 on esitetty tagin sijaiskytkentä [2], jossa näkyy antennin sisäänmenoimpedanssin reaaliosa R a ja imaginaariosa X a, sekä mikropiirin impedanssin reaali- ja imaginaariosat (R L ja X L ). Jännitelähde V kuvastaa jännitettä, joka indusoituu tulevasta RF-signaalista. Kuva 1. Tagin (antennin ja mikropiirin) sijaiskytkentä. Paras sovitus saadaan resonanssissa, kun antennin impedanssi on mikropiirin impedanssin kopleksikonjugaatti, X L = X A Z L = Z A R A = R L. (1) Antennisuunnittelulla pyritään täyttämään kaavan 1 vaatimukset, eikä ulkoisia sovituspiirejä näin ollen tarvita. Mikropiirin reaktiivisuudesta johtuen myös antennirakenne täytyy suunnitella reaktiiviseksi. 2.1 Määritelmiä Mittauksien kannalta oleellisia termejä ovat tutkapoikkipinta-ala σ, antennin tehollinen apertuuri A eff ja sähkömagneettisen aallon tehotiheys S etäisyydellä r. Tehotiheys S = PG 4πr 2 (2) 4

ottaa huomioon vapaantilan (ilmavälin) vaimennuksen ja sen dimensio on W m 2. Kaavassa 2 P on lähetysteho, G on lähetinantennin vahvistus ja r on etäisyys antennista. Tutkapoikkipinta-ala σ = P s S t (3) määritellään kohteesta heijastuneen tehon suhteena tulevan aallon tehotiheyteen (dimensio m 2 ) Antennin tehollisella apertuurilla A eff = G aλ 2 4π tarkoitetaan sitä pinta-alaa jolla antenni kytkee tehoa tulevasta RF-aallosta kuormaan. Yhtälössä 4 esiintyvä G a on antennin vahvistus ja λ on aallonpituus. (4) 2.2 Yhtälöt Tässä luvussa esitettävät yhtälöt perustuvat R.F.Harringtonin [1] laskelmiin. Harringtonin mukaan sirontamittaus voidaan esittää lineaarisena kolmiporttijärjestelmänä kolmen admittanssiparametrin avulla. Nämä parametrit ovat y rt, y at ja Y D, missä t viittaa lähetinantenniin, r vastaanotinantenniin ja a tutkittavaan antenniin. Parametrit y rt ja y at kuvaavat lähettimen ja vastaanottimen sekä lähettimen ja kohteen välistä kytkentää. Tutkittavana olevasta antennista heijastunut kenttä aiheuttaa vastaanottimessa virtaherätteen i r ( y rt y2 at Y D + Y L ) v t, (5) joka on verrannollinen herätejännitteeseen v t [1]. Kaavassa 5 Y D tarkoittaa tutkittavan antennin sisäänmenoadmittanssia ja Y L antennin terminaaleihin kiinnitettyä kuormaa. Yhtälön 5 voidaan tulkita koostuvan kolmesta tuntemattomasta parametrista [3], jotka ovat y rt, y2 at Y D ja Y D. Mayhanin [3] mukaan riittää, että yhtälöstä 5 ratkaistaan kolme tuntematonta, joiden avulla Y D saadaan ratkaistua. Tähän päästään antamalla kuormalle kolme sopivasti va- 5

littua arvoa, joina Mayhan käytti oikosulkua, avointa piiriä ja sovitettua kuormaa. Kohdassa 2.2.1 ratkaistaan antennin sisäänmenoimpedanssi edellä kuvatulla tavalla. Oikosulun sijasta käytämme mittauksissa ja laskuissa 1 pf:n kondensaattoria, jolla antenni viritetään resonanssiin sen toimintataajuudelle (n. 868 MHz). Kondensaattori simuloi mikropiirin sisäänmenoimpedanssin aiheuttamaa reaktiivista kuormaa antennille. Reaalisen antennin (referenssinä käytetyn dipoliantennin) tapauksessa voimme käyttää yhtenä kuormana oikosulkua, koska dipolin sisäänmenoimpedanssi on resonanssitaajuudella puhtaasti reaalinen. Sovitettuna kuormana käytämme kondensaattorin ja vastuksen sarjaankytkentää. Sarjaankytkennän johdosta laskut on mielekkäämpää suorittaa impedanssien mukaan, jolloin yhtälö 5 saa muodon v t ( z rt z2 at Z D + Z L ) i r. (6) 2.2.1 Sisäänmenoimpedanssi Impedanssia lähdetään ratkaisemaan kaavasta 6 antamalla kuormaimdedanssille eri arvoja. Otamme käyttöön alaindeksit, joiden avulla kuormat erottuvat toisistaan. Alaindeksillä tarkoitetaan ääretöntä kuormaa (avoin antenni), 0 on kondensaattorikuorman indeksi, ja m tarkoittaa sovitettua kuormaa. Alla on esitetty laskut kolmella eri kuormalla. Avoin piiri: Z L =, v t = V. Sijoittamalla Z L kaavaan 6 ja ottamalla käyttöön vakio K, joka pitää huolen dimensioiden oikeellisuudesta, saadaan KV = z rt. (7) Reaktiivinen kuorma: Z L = 0 + 1 jωc L = Z 0, v t = V 0. Tekemällä sama sijoitus kuin avoimen kuorman tapauksessa, saadaan KV 0 = ( z rt z2 at Z D + Z 0 ). (8) Sovitettu kuorma: Z L = R + 1 jωc L = Z m, v t = V m. 6

Sijoittamalla arvot yhtälöön 6 saadaan ( ) z 2 at KV m = z rt. (9) Z D + Z m Yhtälöissä esiintyvä R tarkoittaa reaalista resistanssia. Sijoitukset Sijoittamalla yhtälöstä 7 ratkaistu z rt yhtälöihin 8 ja 9 saadaan kaksi uutta yhtälöä, ( ) ( ) z 2 K (V 0 V ) = at ZD, (10) Z D Z D + Z 0 ja ( ) ( ) z 2 K (V m V ) = at ZD. (11) Z D Z D + Z m Jakamalla yhtälö 10 yhtälöllä 11 ja merkitsemällä vasenta puolta A:lla, saadaan A K (V 0 V ) K (V m V ) = ZD Z D +Z 0 Z D Z D +Z m = Z D + Z m Z D + Z 0. (12) Dimensiovakio K supistuu yhtälöstä pois kuten pitääkin. Nyt voidaan yhtälöstä 12 ratkaista sisäänmenoimpedanssi Z D = Z m AZ 0. (13) A 1 Seuraavaksi yhdistetään A:ssa esiintyvät V 0, V ja V m vastaaviin heijastuskertoimiin, eli S 11 -parametreihin. S 11 määritellään heijastuneen signaalin suhteena lähetettyyn signaaliin, Yhtälön 14 avulla saadaan A:lle muoto S 11 = V heijastunut V lähetetty. (14) A = S 11,0 S 11, S 11,m S 11,, (15) mistä lähetetty jänniteaalto V lähetetty on supistunut pois, ja jäljelle on jäänyt vain heijastuskertoimet S i. Alaindeksit viittaavat jälleen kyseiseen kuormaimpedanssiin. 7

2.2.2 Vahvistus Antennin karakterisoimiseen tarvitaan sisäänmenoimpedanssin lisäksi antennin vahvistus G. Mittauksissa käytetään kondensaattorilla kuormitettua antennia, koska tällöin saapuva signaali heijastuu kuormasta takaisin lähetinantenniin päin. Lähetinantennin säteilemän signaalin tehotiheys S t kulkee antennin luokse, joka heijastaa (scatter) osan tehosta takaisinpäin. Heijastus on verrannollinen tutkapoikkipinta-alaan σ. Nyt voidaan laskea heijastuneen signaalin tehotiheys S s = S t σ. (16) 4πr2 Kaavassa esiintyvä S t on tagiantennille tulevan signaalin tehotiheys (kts. kaava 2). Heijastunut signaali kulkee ilmavälin läpi takaisin vastaanotinantennille, johon kytkeytyy osa heijastuneesta signaalista. Kytkennän määrän kertoo vastaanotinantennin tehollinen apertuuri A eff (kaava 4). Vastaanotin antenniin tulee tällöin teho P r = S s A eff. (17) Sijoittamalla kaavat 16 ja 4 kaavaan 17, saadaan vastaanotetuksi tehoksi P r = P tg 2 tλ 2 σ. (18) (4π) 3 r4 Kaavassa 18 esiintyvä tutkapoikkipinta-ala σ voidaan määrittää [2] kaavalla σ = G2 tagλ 2 4π 4R 2 A (R A + R L ) 2 + (X A + X L ) 2. (19) Kun kuormana käytetään 1pF:n kondensaattoria (R L = 0) ja oletamme täydellisen reaktiivisen sovituksen (X A = X L ), kaava 19 supistuu muotoon σ = 4 G2 tagλ 2 4π. (20) Koska kaavassa 18 esiintyy nyt sekä lähetetty teho P t, että vastaanotettu teho P r, voidaan ne yhdistää sirontaparametriin 1 antennin vahvistukseksi 1 P r P t = S 11 2 S 11. Sijoittamalla lisäksi kaava 20 kaavaan 18 saadaan ( ) 2 4πr S 11 G tag =. (21) λ 2G t 8

3 Mittausjärjestely ja menetelmät Mittaukset suoritettiin VTT Tietotekniikan kaiuttomassa huoneessa. Huoneen seinät, lattia ja katto on päällystetty absorbaattorikartioilla, joiden ansiosta huoneen seinämistä ei tule ylimääräisiä heijastuksia. Kuvassa 2 on esitetty kaaviokuva mittausjärjestelystä. Kyseessä on nk. monostaattinen tilanne, eli samaa antennia käytetään sekä lähettämiseen, että vastaanottamiseen. Antennina käytettiin laajakaistaista torviantennia ( Schwarzbeck BBHA 9120 L3F ). S 11 -parametrit mitattiin vektoripiirianalysaattorilla (Agilent 8722ES ). Kuva 2. Kaavakuva mittausjärjestelystä. Kuva 3. Kuva kaiuttoman huoneen sisältä. Kuvassa 3 näkyy mittausjärjestely kuvattuna kaiuttoman huoneen sisältä. Lähetinantenni on sijoitettuna huoneen etuosaan ja mitattavana oleva tagiantenni on jalustalla etäisyyden r 0,7 m päässä. 9

3.1 Tutkittavat antennit Mittausmenetelmän testaamiseksi mitattavaksi valittiin kolme erilaista antennirakennetta joihin komponenttien juottaminen onnistuu helposti. Ensimmäiset mittaukset suoritettiin puolikkaan allon pituisella ohuella dipolilla, jonka keskitaajuus pyrittiin virittämään noin 870 MHz:n kohdalle. Dipolin ominaisuudet ovat hyvin tunnettuja, joten sitä voidaan pitää referenssinä mittausmenetelmän toimivuudelle. Mitatut antennit ovat kuvassa 4. Kuva 4. Tutkittavat antennit: vasemmalla Palomar [4], oikealla piirilevyantenni PCB4 [5] ja alla dipoli. 3.2 Mittauksen suorittaminen Ennen mittauksien aloittamista analysaattori kalibroitiin siten että mittausjohtojen vaikutus saatiin eliminoitua. Kalibrointi siirrettiin siis analysaattorilta antennikaapelin (pituus n. 2 m) päähän. Mitattava antenni asetettiin torviantennin eteen säädettävällä jalustalla olevalle tuelle. Käytetyn tuen (koko n. 8 x 13 cm) materiaali on Rohacell-merkkistä kovaa vaahtomuovia, joka on sähköisiltä ominaisuuksiltaan lähes ilman kaltaista. Sen ɛ r 1, joten sen ei pitäisi vaikuttaa mittaustuloksiin. Jotta sisäänmenoimpedanssi saadaan laskettua mitatuista heijastuskertoimista kaavan 13 mukaan, mittaukset suoritetaan kolmella tunnetulla kuormalla. Avoin kuorma toteutetaan yksinkertaisesti jättämällä antennin syöttöportti avoimeksi. Toinen kuorma toteutetaan dipolin tapauksessa oikosulkemalla antennin portit kuparilla, tai 1 pf:n pintaliitoskondensaattorilla kun mitataan reaktiivisia Palomar- ja PCB4-antenneja. Sovitettuna kuormana käytetään reaktiivisten antennien tapauksessa pintaliitosvastusta sarjakonden- 10

saattorin kanssa, ja dipolin tapauksessa pelkkää vastusta. Vastuksen resistanssiarvon valinta perustuu tutkittavan antennin sisäänmenoimpedanssiin. Dipolin säteilyresistanssin tiedetään olevan noin 73 Ω, kun taas Palomar- ja PCB4- antennin sisäänmenoimpedanssin reaaliosa on noin 10 Ω. Kuorman ja antennin impedanssien ollessa sovitetut (kaava 1) tehonsiirto kuorman ja antennin välillä on tehokkain. Mittauksissa käytetty kondensaattori-vastus-kuorma toteutettiin juottamalla komponentit ohuen piirilevyn palan päälle. Näin eri antennien mittauksissa käytetty kuormaimpedanssi pysyy muuttumattomana. Kuormaimpedanssi (R ja C sarjaankytkettyinä) ja kondensaattori (C = 1 pf) mitattiin impedanssianalysaattorilla, jotta saataisiin tietää niiden todellinen taajuusvaste. Ennen jokaista mittausta suoritettiin taustan mittaus ja sen tallennus analysaattorin muistiin. Varsinainen mittaus tehtiin käyttämällä analysaattorin taustanvähennystoimintoa, joka vähentää mittaustuloksista muistiin tallennetun taustan. Näin voidaan poistaa lähetinantennin moninkertaiset heijastukset ja huoneen seinämistä mahdollisesti syntyvät heijastukset mittaustuloksista. Analysaattorilla tallennettiin S 11 -parametrin reaali- ja imaginaariosat impedanssin laskemista varten. 11

4 Mittaustulokset Mittaustuloksista esitetään ja analysoidaan tässä kohtaa vain osa, loput löytyvät liitteinä raportin lopusta. Mittauksissa käytetyt asetukset on esitetty taulukossa 1. Taulukko 1. Mittausasetukset. Mittauskaista Keskiarvoistus Mittauspisteitä Lähetysteho 840 960 MHz 32 401-5 dbm Mittauskaista valittiin leveäksi, jotta kuvaajista kävisi ilmi antennin toiminta keskitaajuuden molemmilla puolilla. Mitatut RFID-antennit ovat tyypillisesti kapeakaistaisia, leveämpää kaistaa tarvitaan laajakaistaisemman dipolin mittaamiseen. Keskiarvoistusta käytettiin satunnaisen kohinan pienentämiseen. Mittausetäisyys oli noin 70 cm, mikä ei aivan täytä kaukokenttäehtoa r = 2D2, missä λ D on lähetinantennin suurin dimensio (n. 41 cm). Kaukokentässä RF-aalto voidaan olettaa tasoaalloksi, jolloin kentän säteilyominaisuudet eivät muutu, vaan kenttä pienenee 1:n mukaan. 900 MHz:n taajuudella kaukokenttä alkaa noin metrin päästä antennista. r Tällä etäisyydellä signaalikohinasuhde on jo huonontunut niin paljon, ettei tällä menetelmällä saada luotettavia tuloksia. Rajanveto lähi- ja kaukokentän välillä on muutenkin keinotekoinen, muutos kenttien välillä ei tapahdu hetkessä. Signaalikohinasuhdetta rajoittaa mittausjärjestelyn osalta kaiuton huone. Tutkittava antenni oli huoneen sisällä, mutta lähetinantenni oli sijoitettu huoneen avoimen seinän kohdalle. Kaiuttoman huoneen ulkopuolelta on todennäköisesti päässyt heijastuksia huoneen sisälle. Sulkemalla kaiuttoman huoneen takaseinä kokonaisuudessaan absorbaattoreilla voitaisiin eliminioida nämäkin heijastukset. Myös käytetty torviantenni voitaisiin valita paremmin UHF-alueen mittauksiin soveltuvaksi, nyt käytetty torviantenni oli turhan laajakaistainen. Mittaukseen sopisi paremmin tarkempi kapeakaistainen antenni. Mittaustuloksista esitellään λ :n mittaisen dipolin ja Palomar-antennin tulokset, koska 2 dipolin ominaisuudet ovat hyvin tunnettuja ja Palomar-antennista oli saatavilla simulointituloksia. 12

4.1 Sisäänmenoimpedanssi: Dipoli Kuvassa 5 on esitetty dipolin eri kuormilla mitattujen S 11 -parametrien itseisarvokäyrät. Kuva 5. Dipolin S 11 -parametrien itseisarvot. Sininen käyrä on oikosuljetun antennin vaste, punaisella katkoviivalla avoimena mitattu antenni ja oranssi käyrä kuvaa sovitetulla kuormalla mitattua antennia. Kuvasta 5 nähdään heijastuskertoimen teorian mukainen käytös; oikosuljetusta antennista saadaan suurin signaali ja avoimen piiri antennista signaalia ei tule juuri lainkaan. Dipolin laajakaistaisuus voidaan selkeästi todeta kuvaajasta, ero Palomar-antenniin (kuva 7) on selkeä. Kuvassa 6 on kaavalla 13 lasketut sisäänmenoimpedanssin imaginaari- ja reaaliosat. Kuva 6. Dipolin sisäänmenoimpedanssin reaali- ja imaginaariosat. Punaisella mittaustuloksista laskettu käyrä ja sinisellä sovituskäyrä. 13

Resonanssissa reaalisen antennin sisäänmenoimpedanssin imaginaariosan ( jatkossa reaktanssi) tulee olla 0 Ω. Tältä kohdalta kuvan 6 vasemmanpuoleisesta kuvaajasta luettu keskitaajuus on 884 MHz. Reaaliosa on tällä taajuudella oikeanpuoleisesta kuvaajasta katsottuna 71,6 Ω, mikä on hyvin lähellä dipolin tunnettua säteilyresistanssia (73 Ω). Sisäänmenoimpedanssin imaginaari- ja reaaliosan kasvaminen taajuuden funktiona on odotettua. Kuvaajissa varsinaiset mittaustulokset on esitetty punaisella käyrällä, sininen käyrä on ohjelmallisesti laskettu pehmennyskäyrä. Dipolin kuvaajista nähdään, että käyrät ovat lähes yhtenevät, mikä tarkoittaa hyvää signaalikohinasuhdetta. 4.2 Sisäänmenoimpedanssi: Palomar Kuvassa 7 on esitetty Palomar-antennin eri kuormilla mitattujen S 11 -parametrien itseisarvokäyrät. Kuvasta näkyy selvästi antennin kapeakaistaisuus verrattuna dipoliin. Kuva 7. Palomarin S 11 -parametrien itseisarvot. Sininen käyrä kuvaa kondensaattorilla viritettyä antennia, punainen avointa antennia ja oranssi sovitettua kuormaa. Kuvassa 8 on esitetty kaavalla 13 lasketut sisäänmenoimpedanssin imaginaari- ja reaaliosat. Keskitaajuudella Palomar-antennin reaktanssin tiedetään olevan noin 160 Ω ja reaaliosan noin 10 Ω. Kuvasta 8 keskitaajuuden kohdalla reaaliosa on 7 Ω ja reaktanssi 156 Ω. 14

Kuva 8. Palomarin sisäänmenoimpedanssin reaali- ja imaginaariosat. Punaisella mittaustulos ja sinisellä sovituskäyrä. Kuvaajasta 7 nähdään että heijastuneet signaalit ovat voimakkaimpia taajuusalueella 880 930 MHz, jolloin myös kuvan 8 kuvaajissa signaalikohinasuhde on parhaimmillaan. Tämän taajuusalueen ulkopuolella signaali jää osittain kohinan alle, eivätkä tulokset ole luotettavia. Sisäänmenoimpedanssin reaali- ja imaginääriosan käyrämuodot ovat dipolin tapaan nousevia 2. Kolmas mitattu antenni oli piirilevyantenni PCB4, jonka mittaustulokset ovat liitteenä 1. Verrattaessa mittaustuloksia simulointituloksiin, jotka on esitetty kuvassa 9, huomataan sekä reaali- että imaginaariosan samankaltainen käytös. Johtuen mitattavan antennin virittämisestä kondensaattorilla, poikkeaa resonanssitaajuus hieman simulointituloksista. Simulointituloksiakaan ei voida pitää ehdottoman oikeina, vaan niiden tarkoitus on antaa vertailukohta mittaustuloksille. Nyt mitatun Palomar-antennin reaali- ja imaginaariosan käytös on hyvin samanlaista kuin simuloimalla saaduissa tuloksissa. Kuva 9. Palomar-antennin simulointitulokset. Vasemmalla sisäänmenoimpedanssin imaginaariosa ja oikealla sen reaaliosa. 2 Antennirakenne on kehitetty dipolista. 15

4.3 Vahvistus Antennin vahvistuksen laskeminen onnistuu teoriaosiossa esitetyllä kaavalla 21. Vahvistus laskettiin Palomar-antennille jota oli kuormitettu 1 pf:n kondensaattorilla. Kaavassa esiintyvä G t on lähetinantennin vahvistus taajuuden funktiona. Kuvassa 10 on esitetty kaavalla 21 laskettu vahvistus taajuuden funktiona. On kuitenkin huomattava, että kaava pätee vain resonanssitaajuudella. Kuva 10. Palomar-antennin vahvistus. Kuten kuvasta 10 näkyy, vahvistus on resonanssitaajuudella alle 0 db. Palomar-antennin vahvistus on simulaatioiden mukaan noin 0 db. Mittaustuloksen virheellisyys johtuu pääosin hyvän referenssimittauksen puutteesta. Nyt mittausjärjestelyssä esiintyviä välitilan ilmiöitä ei tiedetä tarkasti, eikä niitä voida kompensoida ilman referenssimittausta. Referenssiksi kävisi esimerkiksi johtavasta materiaalista valmistettu pallo, koska sen tutkapoikkipinta-ala on suoraan πr 2, missä r on pallon säde, ehtona on käytettävään taajuuteen verrattuna riittävän suuri koko. Mittaamalla referenssin tutkapoikkipinta-ala, voitaisiin ratkaista korjauskerroin k, joilla tulevat mittaukset voitaisiin kertoa ja välitilan vaikutus kompensoida. Johtavan pallon tutkapoikkipinta-alan mittauksen teoriaa on tutkinut mm. Hans C. Strifors [6]. 16

4.4 Mittausetäisyyden vaikutus Signaalikohinasuhteen heikkouden takia mittaukset ovat tehty noin 70 cm:n etäisyydellä. Tämä etäisyys ei täytä kaukokenttäehtoa, kuten sivulla 18 osoitettiin. Jotta varmistuttaisiin ettei mittausetäisyyden valinnasta synny virhettä, tutkittiin S 11 -parametrin itseisarvoa eri etäisyyksillä. Antennina käytettiin kondensaattorilla kuormitettua PCB4- antennia. Tulokset on esitetty kuvassa 11. Kuva 11. Mittausetäisyyden vaikutus tuloksiin. Eri etäisyyksillä tehdyt mittaustulokset ovat määritelty kuvassa esitetyssä laatikossa. Signaali heikkenee etäisyyden kasvaessa eikä välitilaan mahdollisesti syntyvistä seisovista aalloista ole merkkejä. Teorian mukaan signaalin vaimentuminen pitäisi olla kääntäen verrannollinen etäisyyden neliöön. Kuvan 12 vasemmanpuoleisessa kuvaajassa on esitetty mittaustulosten huippuarvot mittausetäisyyden funktiona. Kuvaajaan on sovitettu teorian mukaisen vaimenemisen ( 1 r 2 ) käyrä. Kuvaajasta käy ilmi, että teoria ja mittaustulokset näyttävät osuvan hyvin yhteen. Mittaustuloksissa on kuitenkin havaittavissa maksimeja ja minimejä, jotka viittaisivat seisovan aallon olemassaoloon. Asian tutkimiseksi mittaustuloksista vähennettiin sovitetun käyrän arvot kussakin mittauspisteessä. Nämä erotukset ovat oikeanpuoleisessa kuvaajassa, jonka pisteistöön on on sovitettu sinikäyrä. Mittauspisteiden (9 kpl) vähyydestä huolimatta kuvaajasta voidaan havaita siniaaltomainen muoto, kuten myös pisteistöön sovitettu sinikäyrä osoittaa. Sovituskäyrän jakson pituus on λ, mikä selkeästi viittaa sei- 2 sovan aallon olemassaoloon. 17

Kuva 12. Teorian ja mittaustulosten mukainen vaimentuminen (vasemmalla) ja muodostunut seisova aalto (oikealla). Punaiset neliöt ovat mittaustuloksia ja sinisellä on mittauspisteisiin sovitettu käyrä. Tagiantennien mittausten dynamiikka on melko heikko, mikä johtuu pääosin antennien pienestä fyysisestä koosta. Tässä kappaleessa esitettyjen mittaustulosten mukaan mittausetäisyys voidaan valita 70-90 cm:n väliltä ilman dynamiikan suurempaa pudotusta. Suurin signaali saadaan luonnollisesti läheltä lähetinantennia. Antennia liikutettiin myös sivuttaisuunnassa 5 cm molempiin suuntiin, eikä tällä ollut merkittävää vaikutusta lopullisiin mittaustuloksiin. Yhteenvetona voidaan todeta ettei mittausmenetelmä ole voimakkaasti riippuvainen mittausetäisyydestä, kunhan etäisyys pidetään vakiona läpi koko mittaussarjan. Suurin virhe syntyy antennia aseteltaessa tuelle, jolloin voi syntyä muutamien asteiden poikkeamia pystysuuntaan nähden. 18

5 Yhteenveto Lähdettäessä suunnittelemaan antennia RFID-tagille, tärkeimmäksi seikaksi nousee antennin ja mikropiirin välinen sovitus. Tehon siirron maksimoimiseksi antennisuunnittelulla pyritään antennirakenteisiin, joiden sisäänmenoimpedanssi olisi mikropiirin sisäänmenoimpedanssin kompleksikonjugaatti. Mikropiirin impedanssi on voimakkaasti reaktiivinen sen ensimmäisenä asteena olevan diodi-tasasuuntauspiirin takia. Tästä seuraa, että myös antennin tulee olla reaktiivinen. Tietokoneella tehtävien simulaatioiden tueksi tarvitaan menetelmä jolla voidaan varmistaa simulaatioiden oikeellisuus. Tässä erikoistyössä on esitetty mittausmenetelmä reaktiivisen antennin sisäänmenoimpedanssin mittaamiseen sirontamittauksella. Mittausmenetelmä perustuu ajatukseen, että järjestelmä (lähetin/vastaanotin ja tutkittava antenni) voidaan esittää lineaarisena kolmiporttina admittanssiparametrien avulla. Näin saadaan yhteys vastaanottimeen tulevalle virtaherätteelle, joka riippuu tutkittavan antennin sisäänmenoimpedanssista ja antenniporttiin kiinnitettävästä kuormaimpedanssista. Suorittamalla kolme S 11 - parametrin mittausta eri kuormaimpedanssin arvoilla, voidaan sisäänmenoimpedanssille johtaa varsin yksinkertainen yhtälö joka riippuu eri kuormilla mitatuista S 11 - parametreista. Jotta pystyttäisiin varmistumaan mittausmenetelmän pätevyydestä, tehtiin ensimmäiset mittaukset dipoliantennilla. Dipoli valittiin koska sen ominaisuudet tunnetaan hyvin. Sirontamittauksella päästiin hyvin lähelle dipolin teoreettista säteilyresistanssia, mikä varmistaa mittausmenetelmän toimivuuden. Reaktiivisista antenneista mitattiin kahta VTT Tietotekniikan kehittämää antennimallia. Menetelmällä saadut mittaustulokset ovat lähellä simulaatioiden avulla saatuja tuloksia, mistä voidaan päätellä sirontamittausmenetelmän sopivan reaktiivisten antennien mittaamiseen. Mittausten signaalikohinasuhteeseen voisi saada parannusta sijoittamalla sekä tutkittava antenni ja lähetinantenni kaiuttoman huoneen sisäpuolella ja eristämällä takaseinä absorbaattoreilla. Signaalikohinasuhde on kuitenkin antennien resonanssialueella riittävän hyvä, jotta mittauksia voitaisiin pitää luetettavina tällä alueella. 19

6 Viitteet Viitteet [1] R.F. Harrington, Field measurements using active scatterers, IEEE Trans. Microwave Theory Tech. 11 (1963) s. 454. [2] P. Pursula, T. Varpula, K. Jaakkola, M. Hirvonen, Antenna radiation characterization by backscattering modulation, URSI/IEEE Convention on Radio Science, (2004) s. 115118. [3] J.T. Mayhan, A.R. Dion, A.J. Simpson, A Technique for Measuring Antenna Drive Port Impedance Using Backscatter Data, IEEE Trans. Antennas Propagat. 42 (1994) s. 526533. [4] The Palomar project, Passive long distance multiple access UHF RFID system, European Commission, Public Report, Project Number IST1999-10339, Nov. 2002. [5] M. Hirvonen, P. Pursula, K. Jaakkola, K. Laukkanen, Planar inverted-f antenna for radio frequency identication, Electronics letters No. 14 40 (2004) s. 848850. [6] H.C. Strifors, G.C. Gaunard, Scattering of Electromagnetic Pulses by Simple-Shaped Targets with Radar Cross Section Modied by a Dielectric Coating, IEEE Trans. Antennas Propagat. 46 (1998) s. 12521262.

7 Liitteet Kuva 13. PCB4-antennin mittaustulokset. Sisäänmenoimpedanssin a) imaginaariosa ja b) reaaliosa. Sinisellä on mittaustuloksiin sovitettu käyrä, varsinaiset mittaustulokset ovat esitetty punaisella. c) S-parametrien itseisarvokäyrät.

Avoimena mitatun antennin käyrässä huomataan voimakas piikki resonassitaajuuden yläpuolella. Tämä noin 915 MHz:n kohdalla oleva resonassipiikki johtuu antennirakenteen itseisresonanssista. Mittaustuloksien signaalikohinasuhde on riittävä alueella 870 890 MHz, muualla huono signaalikohinasuhde vääristää tuloksia. Verrattaessa mittaustuloksia ja simulointituloksia (kuva 14) keskenään, huomataan sisäänmenoimpedanssin imaginaariosan käytöksen samankaltaisuus. Simulointitulosten mukaan reaaliosan tulisi olla nouseva, mittaustuloksissa taas on laskeva trendi. Syynä voi olla antennirakenteen itseisresonassi, joka näkyy kuvassa 13. Kuva 14. PCB4-antennin simulointitulokset. Vasemmalla sisäänmenoimpedanssin imaginaariosa ja oikealla sen reaaliosa.