KIMMO SOROSUO TEHOLEDIEN HAKKURITEHOLÄHTEET Diplomityö

KIMMO SOROSUO TEHOLEDIEN HAKKURITEHOLÄHTEET Diplomityö

II TIIVISTELMÄ TAMPEREEN TEKNILLINEN YLIOPISTO Automaatiotekniikan koulutusohjelma SOROSUO, KIMMO: Teholedien hakkuriteholähteet Diplomityö, 71 sivua Elokuu 2014 Pääaine: Elektroniikka Laitesuunnittelu Tarkastaja: Professori Karri Palovuori Avainsanat: LED, teholedit, ohjauselektroniikka, boost, buck, hakkuriteholähde Teholedien valontuotto perustuu elektroluminesenssiprosessiin, jossa ne myötäsuuntaan biasoituina tuottavat säteilyä, jolla on tietty taajuus. Teholedien ydin on puolijohteille tyypillinen PN-liitos, jonka virta-jännite suhde ei ole lineaarinen vaan eksponentiaalinen. Pienelläkin teholedin myötäsuuntaisen jännitteen vaihtelulla saadaan merkittäviä muutoksia aikaan ledin läpi kulkevaan virtaan. Virranmuutos edelleen vaikuttaa suoranaisesti ledin tuottamaan valovirtaan eli valon kirkkauteen. Jotta saadaan aikaiseksi teholedeillä valmistettu valonlähde, joka valaisee tasaisesti tietyllä kirkkaudella, pitää teholedeille syöttää vakiovirtaa. Tarvitaan ohjauselektroniikkaa. Jänniteregulaattori on yksinkertainen tapa tuottaa vakiovirtaa. Jänniteregulaattorin toiminta perustuu siihen, että se lähtöjännitteellään biasoi kuormassa olevaa teholedia saamansa takaisinkytkentä informaation sanelemana. Takaisinkytkentä informaatio saadaan jännitehäviö tietona ledin kanssa sarjaan kytketyltä sarjavastukselta. Jänniteregulaattori pyrkii pitämään kyseisen jännitehäviön vakiona, koska jännitehäviön ollessa vakio on myös ohmin lain mukaisesti kuormassa kulkeva virtakin vakio. Jänniteregulaattoreita ovat esimerkiksi lineaarinen regulaattori sekä hakkuri-tyyppinen regulaattori. Hakkuri-tyyppisistä regulaattoreista yleisimmät ovat jännitettä nostava boosthakkuri, jännitettä laskeva buck-hakkuri sekä näiden yhdistelmä buck-boost. Kaikkien toiminta kuitenkin pohjautuu siihen, että kuinka ulostulohaaran energiavarastona toimivaa kelaa kytketään ohjauksen toimesta. Kaupallisia hakkuripiirejä on lukuisia tarjolla ja oikean piirin valinnassa pitää ottaa eri asioita huomioon. Valitun piirin toimintaan ja mitoitukseen tulee perehtyä oman laitteen suunnittelussa. Sovelluksen todellinen toimivuus tulee varmistaa erinäisten mittausten ja laskennallisten operaatioiden kuten hyötysuhteen tukemana.

III ALKUSANAT Tämä diplomityö on tehty Tampereen teknillisessä yliopistossa (TTY). Työn tarkoituksena oli tehdä kirjallinen selvitys teholedeistä ja niiden ohjauselektroniikasta sekä käytännön töiden avulla verrata teoriaa reaalimaailman sovelluksiin. Luvut Teholedit, Ledienohjaus ja Jänniteregulaattori esittelevät teholedien ominaisuuksia ja kertovat teorian keinoin miksi teholedit tarvitsevat ohjauselektroniikkaa. Luvuissa Boost-hakkuri sekä Buck-hakkuri käydään kyseisten hakkureiden teoria yksityiskohtaisesti lävitse. Luvut valaisin 1 ja valaisin 2 esittelevät käytettävät ohjauspiirit, kuinka niiden ohjaukset toimivat ja lopulta käyvät yksityiskohtaisesti lävitse sovellusten komponenttien mitoitukset. Luvussa Mittaukset ja vertailu piirivalmistajien arvoihin tutkitaan mitattujen arvojen vastaavuutta valmistajien antamiin arvoihin. Viimeinen luku on Yhteenveto, jossa analysoidaan valmistettujen laitteiden mittauksia sekä esitellään kuinka laitteiden viimeistely etenisi seuraavaksi. Kiitän työni tarkastajaa Karri Palovuorta ystävällisestä ja avuliaasta työni ohjaamisesta ja tarkastamisesta. Kiitän myös Petra Peltosta kaikesta avusta ja eteenpäin kannustamisesta. Kiitos myös veljelleni Markulle urheilun tuomasta ilosta. Suurimmat kiitokset kuitenkin kuuluvat vanhemmilleni, jotka antoivat horjumatonta tukea ja uskoa siihen, että tämäkin päivä vielä koittaisi jolloin diplomityö saatetaan päätökseen. Haluankin omistaa diplomityöni rakkaan isäni Seppo Sorosuon muistolle. Naantalissa, 25.08.2014 Kimmo Sorosuo Parkinraitti 4 C 29, 21110 NAANTALI kimmo.sorosuo@student.tut.fi

IV SISÄLLYS 1. Johdanto... 1 2. Teholedit... 2 2.1. PN- liitos ja elektroluminenssi... 2 2.2. Ominaispiirteitä... 4 3. Ledienohjaus... 7 3.1. Passiivinen virranohjaus... 7 3.2. Aktiivinen virranohjaus... 8 3.3. Vakiovirtalähde virtapeilillä... 10 4. Jänniteregulaattori... 12 4.1. Lineaariregulaattorin toimintaperiaate... 13 5. BOOST-hakkuri... 16 5.1. Ajuripiirin valinta... 16 5.2. Boost-hakkurin toimintatilat... 16 5.3. Boost-hakkurin toimintaperiaate jatkuvassa kelavirran tilassa... 17 6. BUCK-hakkuri... 23 6.1. Buck-hakkurin toimintaperiaate jatkuvassa kelavirran tilassa... 23 7. Valaisin 1... 28 7.1. Ajuripiirin TPS61165 esittely... 28 7.2. TPS61165 virranohjauksen periaate... 31 7.2.1. Ohjaussilmukoiden kompensointi... 32 7.3. Mitoitus... 35 7.3.1. Kela... 35 7.3.2. Diodi... 38 7.3.3. Kuormavirran mitoitus... 38 7.3.4. Ulostulokondensaattori... 39 7.3.5. Sisääntulokondensaattori... 43 7.4. Kytkentäkaavio... 43

V 7.5. Layout... 44 8. Valaisin 2... 45 8.1. Ajuripiirin LM3405A esittely... 45 8.2. LM3405 virranohjaus... 47 8.3. Mitoitus... 48 8.3.1. kela... 48 8.3.2. Diodi D1... 50 8.3.3. Boost diodi D2... 51 8.3.4. Boost kondensaattori C3... 51 8.3.5. Shunt-piiri D3, C5 ja R2... 51 8.3.6. Kuormavirran mitoitus... 52 8.3.7. Ulostulokondensaattori C2... 52 8.3.8. Ulostulokondensaattori C4... 53 8.3.9. Sisääntulokondensaattori C IN... 53 8.4. Kytkentäkaavio... 54 8.5. Layout... 54 9. Mittaukset ja vertailu piirivalmistajien arvoihin... 55 10. Yhteenveto... 58 10.1. Valaisimen 1 lopputarkastelu... 58 10.2. Valaisimen 2 lopputarkastelu... 59 10.3. Kelan valinnan vaikutus... 59 10.4. Laitteiden viimeistely... 60 Liitteet... 62 Lähteet... 69

VI SYMBOLIT JA LYHENTEET LED Light emitting diode. Valoa tuottava diodi. SSL Solid-State Lighting. Tarkoittaa ledipohjaisia valaistusmenetelmiä. I Virta [A] 23 k Boltzmanin vakio. k = 1,38 10 [ J / K] q Elektronin varaus. q = 1,6 10 19 [ C]. R T V F V η puolijohde ESR EMI-häiriö DCR EMC PWM Fixed Frequency Peak CMC Resistanssi [Ω] Lämpötila [K] Forward voltage. Ledin myötäsuuntainen jännite Jännite [V] Puolijohdemateriaalista riippuva vakio. Equivalent Series Resistance. Mallintaa komponenttien kuten kondensaattorin, kelan, ledin epäideaalisuudesta johtuvaa resistanssia Electromagnetic interference, eli sähkömagneettinen häiriö Equivalent series resistance. Kelojen parasiittinen sarjaresistanssi Electromagnetic compatibility. Sähkömagneettisella yheensopivuudella tarkoitetaan elektronisen laitteen tai järjestelmän luotettavaa toimintaa sille tarkoitetussa tomintaympäristössä. Pulse width modulation. Pulssinleveys modulaatio on pulssitettua signaalia, jolla on tietty taajuus sekä pulssisuhde. Vakio taajudella tapahtuva virranohjaus, joka perustuu virran huippuarvoon

1 1. JOHDANTO Teholedeillä tarkoitetaan ledejä, joiden myötäsuuntainen jännite kerrottuna myötäsuuntaisella virralla, tehonkulutus, on yli wattien luokkaa. Teholedien valontuotto perustuu elektroluminesenssiin, jossa virtaohjattuna ne säteilevät fotoneita tietyllä taajuudella. Fotonien säteilymäärä on verrannollinen liitoksen läpi kulkevaan virtaan, mikä asettaa vaatimuksia kytkennälle. Vakio valontuotto vaatii vakiovirtaa. Yksinkertaisin ratkaisu olisi käyttää pelkkää sarjavastusta ledivirran asettamiseksi. Kyseinen menetelmä onkin riittävä, kun ledivirrat ovat kymmenien milliampeerien luokassa, mutta 350 ma sovelluksissa pelkästään vastuksessa syntyvät tehohäviöt ovat suurempia kuin itse ledeissä. Tehohäviöiden lisäksi on otettava huomioon käyttöjännitteiden vaihtelut sekä ledikomponenttien epäideaalisuudet eli muun muassa niiden kynnysjännitteiden vaihtelut. Ledien kynnysjännite on yleistynyt nimitys kuvaamaan ledien myötäsuuntaista jännitettä, jolla ledien lävitse kulkee merkittävä myötäsuuntainen virta. Teholedit tarvitsevat erillistä ohjauselektroniikkaa, jolla pystytään syöttämään vakiovirtaa. Ohjauselektroniikka topologioita on useita ja oikean valitsemiseksi pitää jo suunnitteluvaiheessa tehdä kartoitusta. Tavallisimmat topologiat ovat jännitettä nostava eli boost-tyyppinen, jännitettä laskeva eli buck-tyyppinen sekä näiden yhdistelmä buckboost. Työn tarkoituksena oli aluksi tutkia teoriaa miksi teholedit tarvitsevat ohjauselektroniikkaa ja mitä vaihtoehtoja näiden toteuttamiseksi on saatavilla. Teorian perusteella teholedi sovelluksissa tulee käyttää hakkuripohjaisia ratkaisuja ja näistä tutkitaan työssä boost sekä buck-tyyppisiä sovelluksia. Molempien hakkurityyppien teoria käydään lävitse yksityiskohtaisesti, minkä jälkeen esitellään molemmille kohdesovellukset Valaisin 1 sekä Valaisin 2, joiden energialähteinä kyseisiä hakkurisovelluksia käytetään. Valaisimien käyttämät hakkuripiirit esitellään ja syvennytään tarkemmin kuinka ohjaus on niissä toteutettu. Valaisimet mitoitetaan ja mitoituksen teoria esitellään. Laitteiden rakentamista varten suunnitellaan kytkentäkaaviot sekä layout. Rakentamisen jälkeen viimeisenä vaiheena on laitteiden testaus ja lopulta käytännön mittauksilla saatujen arvojen vertailu teoriassa esitettyihin arvoihin.

2 2. TEHOLEDIT Vuosisatojen saatossa keinovalo on ottanut valtavia kehitysaskelia lähtien kynttilöistä, kaasu- sekä kerosiinilampuista aina nykyajan hehku- sekä loisteputkilamppuihin. Kehityksen myötä valaistuksen kokonaiskäyttökustannukset ovat laskeneet, mutta samalla myös käyttömäärä on kasvanut rajusti. Rajusti kasvaneen käyttömäärän vuoksi voidaan sanoa, että hyvinvointivaltioissa ihminen on valveillaolon aikana koko ajan kymmenien 100 watin lamppujen läheisyydessä. Nykyaikana kulutetaan suuret määrät energiaa keinovalon luontiin ja esimerkiksi International Energy Agency (IEA) sekä Organization for Economic Co-operation and Development (OECD) vuoden 2006 raportin mukaan valaistus vastaa noin 19-prosenttia maailman sähkönkulutuksesta ja noin 6-prosenttia hiilipäästöistä. Keinovalon tehokkuuden ja siis energiansäästön kehittämisellä voidaan saavuttaa maailmanlaajuisesti mittavia rahallisia säästöjä sekä ilmastollisia saavutuksia. [1, s. 2 3] Leditekniikkaan perustuvasta valaistuksesta käytetään nimitystä Solid-state lighting (SSL), joka voi olla puolijohdepohjainen LED (light emitting diode), organic light emitting diode (OLED) tai polymer light emitting diode (PLED). SSL-pohjaisella valaistusmenetelmällä on saavutettavissa karkeasti sanottuna yli 50-prosentin energiasäästöä verrattuna yleisimpiin hehkulamppu- sekä loisteputkisovelluksiin. Mittavista energiasäästöistä huolimatta SSL-valaistustekniikka ei ole kuitenkaan vielä saavuttanut vallankumousta valaistusrintamalla. SSL-tekniikan hidasteina toimivat pääosin kustannukset ja photometriset sekä tekniset ominaisuudet. [1, s.3] Korkea hinta muodostuu pääosin vaadittavasta ohjauselektroniikasta sekä jäähdytyksestä. Photometrisillä ominaisuuksilla viitataan ledien tuottaman säteilyn spektrin kapeuteen verrattuna luonnollisen valon laajaan spektriin. Teknisistä ongelmista merkittävin on valontuoton tehokkuuden kuihtuminen (engl. luminous efficency droop). Tuottaakseen enemmän valosäteilyä, ledit tarvitsevat suuremman sirun jotta ne pystyvät kestämään korkeampaa sisääntulotehoa. Ongelmana on kuitenkin se, että mitä enemmän ledin kautta kulkee virtaa, sitä jyrkemmin valaistustehokkuus laskee, ja tätä ongelmaa kutsutaan valontuoton tehokkuuden kuihtumiseksi. Ymmärtääksemme tarkemmin ledien teknisiä ominaisuuksia pitää meidän selvittää ledien sisäistä rakennetta ja valon syntyä. [1, s.3] ] 2.1. PN- liitos ja elektroluminenssi Puolijohteiden, kuten diodin ja myös ledin, pääydin muodostuu p-tyypin ja n-tyypin puolijohdeaineiden yhdysrakenteesta. P-tyypin ja n-tyypin rakenne saavutetaan, kun

3 epäpuhtauksia lisätään puolijohdemateriaaliin. Kyseistä toimenpidettä kutsutaan seostamiseksi ja sen ideana on, että lisättävän epäpuhtauden valenssielektronien määrä on eri kuin puolijohteena käytetyn materiaalin ja yhdistymisen jälkeen ylimääräinen elektroni tai aukko jää vapaaksi varauksenkuljettajaksi. Esimerkiksi kun piitä, jolla on 4 valenssielektronia, seostetaan fosforilla, jolla on 5 valenssielektronia, yhdistyvät näiden atomien 4 valenssielektronia toisiinsa, mutta fosforin viides elektroni jää vapaaksi ja pystyy toimimaan varauksenkuljettajana. Seostettavasta epäpuhtaudesta kuten fosforista käytetään myös nimeä donor (engl. donor impurity), koska ne tuottavat ylimääräisen elektronin. On siis luotu n-tyypin puolijohde, jossa on vapaita elektroneja. Vastaavanlaisesti p-tyypin puolijohde muodostuu, kun epäpuhtaudella on vähemmän valenssielektroneja kuin puolijohdemateriaalilla, jolloin jää puute elektroneista eli syntyy aukkoja, jotka voivat vastaanottaa elektroneja läheisiltä atomeilta. P-tyypin alueen epäpuhtauksista käytetään nimitystä akseptori (engl. acceptor impurity). Kuvan 1 a-kohdassa on havainnollistettuna p- ja n-alueiden syntyminen. [2, s. 159 160] N-tyypin puolijohde voi siis luovuttaa elektroneja ja p-tyypin vastaanottaa niitä. Kun nämä kaksi puolijohdeainetta yhdistetään, saadaan PN-liitos. Kuvan 1 b-kohdassa on havainnollistettuna PN-liitoksen muodostuminen. Yhdistymisen jälkeen n-tyypin alueen vapaat elektronit diffusoituvat p-tyypin aukkojen kanssa ja samaan aikaan p- tyypin aukot kulkeutuvat n-tyypin alueelle yhdistyäkseen elektroneihin. Tämä jatkuva diffuusio ja yhdistyminen luovat p- ja n-tyypin alueiden välille niin kutsutun tyhjennysalueen, jossa erimerkkiset varaukset sijoittuvat hyvin lähelle toisiaan, mutta kokonaisvarausten liikehdintä puolelta toiselle pysähtyy. Erimerkkisten varausten sijainnin läheisyydestä syntyy sähkökenttä. Kyseinen sähkökenttä toimii potentiaalivallina, joka varaustenkuljettajien pitää ylittää, jotta ne voivat kulkea liitoksen läpi. Puhutaan ledille ominaisesta myötäsuuntaisesta kynnysjännitteestä. [2, s.160 161] Kuva 1 a) n-alueen sekä p-alueen muodostuminen b) PN-liitoksen muodostuminen [2, s.161]

4 Tuotaessa ledin p-tyypin puolelle kynnysjännitettä suurempi potentiaali ledi tulee myötäsuuntaan biasoiduksi eli n-tyypin alueen elektronit saavat riittävän potentiaalin, että ne pystyvät ylittämään tyhjennysalueen ja yhdistymään aukkoihin liitoksen toisella puolella. Jokainen elektronin ja aukon yhdistyminen muodostaa sähkömagneettista energiaa, joka säteilee fotonina tietyllä taajuudella. Kyseistä prosessia kutsutaan elektroluminesenssiksi, jossa syntyy ihmissilmälle näkyvää valoa, valon väri riippuu aallonpituudesta. Mitä enemmän elektronien ja aukkojen yhdistymisiä tapahtuu, sitä enemmän syntyy fotoneita. Varaustenkuljettajien liikehdinnän kasvaessa myös liitoksen läpi kulkeva virta kasvaa. Ledin kirkkaus muuttuu siis sen läpi kulkevan virran suhteen. [3, s.1 2] 2.2. Ominaispiirteitä Tutkitaan tarkemmin ledin jännite-virta suhdetta. Ledin ydin muodostuu edellä kuvatusta PN-liitoksesta, joten sen jännite-virta ominaisuudet ovat vastaavat kuin perinteisen diodin [3, s.1]. Ledin myötäsuuntaisen virran ja jännitteen suhdetta voidaan kuvata kaavan (1) avulla [2, s.163]. I = I exp 1 (1) ƞ Kaavassa (1) I on myötäsuuntainen virta, elektroninen varaus myötäsuuntainen jännite, Boltzmanin vakio 19 q = 1,6 10 C, V F on 23 k = 1,38 10 J / K, η on puolijohde vakio, joka riippuu käytettävästä puolijohdemateriaalista ja sen arvo liikkuu 1 ja 2 välillä, T on termodynaaminen lämpötila ja I S on estosuuntainen saturaatiovirta. Kyseessä on siis eksponentiaalinen käyrä ja tutkittaessa kaavaa (1) sekä kuvaa 2 lähemmin huomataan, että mikäli myötäsuuntaisessa virrassa tapahtuu muutos, niin ledin myötäsuuntainen jännite muuttuu myös. Tähän muutokseen pitää energiansyötön pystyä reagoimaan. Kuvassa 2 on työssä käytettävien Multicomp:in valmistamien sinisen aallonpituuden 1 watin teholedien datalehdeltä oleva kuvaaja virran ja myötäsuuntaisen jännitteen suhteesta.

5 Kuva 2 Työssä käytettävien MULTICOMP:in valmistamien ledien myötäsuuntaisen virran suhde jännitteeseen [4, s.3]. Virranmuutoksen vaikutusta ledin kirkkauteen voidaan tutkia kuvan 3 avulla. Kuva 3 todentaa aiemmin teorian pohjalla todetun tosiasian, että mitä enemmän aukkojen ja elektronien yhdistymisiä tapahtuu, sitä enemmän liitoksen läpi kulkee virtaa eli ledi säteilee kirkkaammin. Kuvasta 3 nähdään, että 350 ma suuruisella myötäsuuntaisella virralla saavutetaan noin 21 lumenin valontuotto, mikä on myös valmistajan ilmoittama tyypillinen arvo. Toisin sanoen 350 ma virralla saavutetaan 100 % suhteellinen valontuotto (engl Relative Luminous Flux).

6 Kuva 3 Työssä käytettävien Multicomp:in valmistamien ledien virranmuutoksen vaikutus valontuottoon. [4, s.3]. Saavuttaakseen tasaisen kirkkauden ledi vaatii vakiovirran. Vakiovirralla myös ledikuorman ylitse vallitseva jännitehäviö pysyy vakiona. Näin ollen onkin hyvin johdonmukaista, että teholedit vaativat erillisen ohjauselektroniikan itselleen.

7 3. LEDIENOHJAUS Kuten edellisessä kappaleessa kuvailtiin, elektroluminenssissa ledin ylitse tapahtuu jännitehäviö, joka aiheutuu siitä, että erimerkkiset varauksenkuljettajat tarvitsevat puolijohdemateriaalista riippuvan energiamäärän jotta ne pystyvät ylittämään sisäisen potentiaalivallin. Ledien tuottaman valon väri, eli toisin sanoen ledien tuottaman säteilyn aallonpituus, on riippuvainen käytettävistä puolijohdemateriaaleista. Puolijohdemateriaalien kynnysjännitteet poikkeavat toisistaan, eli eriväriset ledit vaativat erisuuruisia kynnysjännitteitä. Valmistustekniikoiden variaatioiden vuoksi samaa aallonpituutta eli väriä tuottavien ledien kynnysjännitteissä on myös eroja. [5, s.13] 3.1. Passiivinen virranohjaus Ledien toimintaa voidaan kuvailla vakio jännitekuormana, jolla on pieni sarjaresistanssi (engl. Equivalent Series Resistance, ESR). Jännitehäviö syntyy elektroluminenssi ilmiöön vaadittavasta kynnysjännitteestä sekä ESR aiheutuu tosiasiasta, että käytettävät puolijohdemateriaalit eivät ole ideaalisia johtimia vaan sisältävät aina pientä resistanssia. Vakio jännitekuorman ohjaaminen vakio jännitelähteellä on haastavaa, koska jännitelähteen ja ulostulon välinen jännite-ero muodostuu pelkästään ESR:n ylitse. ESR arvo on kuitenkin tyypillisesti arvoltaan pieni, joten siinä tapahtuva jännitehäviö on myös pieni. Tämä aiheuttaa sen, että pienikin sisääntulojännitteen taikka ulostulojännitteen vaihtelu aiheuttaa suuren muutoksen ledivirtaan. [5, s.17] Yksinkertainen tapa ohjata lediä on kasvattaa sarjavastuksen arvoa lisäämällä piiriin ulkoinen suuriarvoinen sarjaresistanssi, puhutaan passiivisesta virranohjauksesta. Kyseinen keino on erittäin yksinkertainen sekä halpa ja ratkaisultaan täysin toimiva ledeillä joiden ledivirrat ovat 10 50 ma luokkaa. Tehokkaimmilla ledeillä, joiden virrat ovat 350 ma ja sitä suurempia, tapahtuu sarjavastuksessa suuria tehohäviöitä sekä vastuksen lämpenemistä. Pelkän sarjavastuksen avulla on myös hyvin vaikeata kompensoida sisääntulo- ja ulostulojännitteiden sekä ledin kynnysjännitteen vaihteluita. Seuraavan esimerkin avulla voidaan havainnollistaa sarjavastusohjausmenetelmän heikkoutta. [5, s. 18 19] Käytössämme on akku, jonka nimellis-jännite on 13,5 volttia, mutta tämän esimerkin valossa asetetaan sen minimiksi 12 volttia sekä maksimiksi 16 volttia. Sovelluksessamme ohjataan kahta lediä, jotka ovat sarjassa. Ledien kynnysjännitteet vaihtelevat välillä 2,00 V 3,00 V @ 70 ma ledivirralla. Näin ollen kahden ledin ylitse tapahtuva jännitehäviö on tyypillisesti 5 V sekä sarjavastuksen yli pitää tapahtua 13,5 V 5 V eli 8,5 voltin jännitehäviö; tämä tarkoittaa, että ohmin lain avulla laskettuna

8 sarjavastuksen arvoksi saadaan 121,42 ohmia. Lähin standardi vastuksen arvo on 120 ohmia, joten valitaan se. Nyt voidaan tutkia ledivirtojen arvoja ja tarkastella kuinka kynnysjännitteiden sekä ulostulojännitteiden vaihtelut vaikuttavat ledivirran suuruuteen kaavojen (2) ja (3) avulla: I = _ _ =, = 0,05A = 50mA (2) I = _ _ =, = 0,1A = 100mA (3) I min sekä I max kuvaavat ledivirtaa, V IN piirin sisääntulojännitettä eli akkua, R sarja sarjaresistanssia sekä V F ledin kynnysjännitettä. Tuloksista nähdään, että ledejä ohjataan pahimmillaan 43 prosenttia liian suurella virralla tai alimmillaan 29 prosenttia aliteholla. Valaistussovelluksissa ledejä kytketään usein ledimatriiseiksi, eli ledejä kytketään useita kappaleita sarjaan ja näitä ledisarjoja kytketään toisten samanlaisten sarjojen kanssa rinnakkain. Matriisissa ledisarjojen ollessa rinnakkain niiden ylitse vaikuttaa myös sama ulostulojännite. Kuitenkin, ledien kynnysjännitteiden vaihtelut aiheuttavat, että ledisarjojen ylitse tapahtuvat kokonaisjännitehäviöt ovat erisuuria. Tämän seurauksena matriisin ledisarjojen läpikulkevat virrat eivät ole yhtä suuria. Kuten aiemmin todettiin, ledin virranvoimakkuudella on suora yhteys ledin kirkkauteen, joten matriisin ledit loistaisivat eri voimakkuuksilla. [5, s. 18 20] 3.2. Aktiivinen virranohjaus Sarjavastusta eli passiivista ohjausta käytettäessä edellä todetun esimerkin avulla nähtiin, että kyseinen menetelmä on todella huono kompensoimaan sisääntulojännitteen sekä ledien toleransseja. Tehokkaampi menetelmä on käyttää esimerkiksi FET:jä sekä takaisinkytkentää virranohjaukseen, puhutaan aktiivisesta virranohjauksesta. Aktiivinen virranohjaus muodostuu pääosin kolmesta elementistä: virranrajoitin kuten MOSFET tai BJT-transistori; virtasensori kuten virranmittaukseen tarkoitetut todella alhaisen ohmin vastukset; sekä takaisinkytkentä (vahvistuksella tai ilman), joka kuljettaa informaatiota virtasensorilta virranrajoittimeen kuvan 4 mukaisesti. [5, s. 20]

9 Kuva 4 Aktiivinen virranohjaus esitettynä lohkokaaviona [5, s.21] Yksinkertaisin virtarajoitin on sulkutyyppinen MOSFET (engl. depletion mode Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). MOSFET:llä on kolme terminaalia: nielu, hila sekä lähde (engl. drain, gate ja source). Nielun ja lähteen välistä kanavaa ohjataan hilalle tulevan jännitteen avulla. Sulkutyyppisellä MOSFET:llä nielun ja lähteen välinen kanava on johtavassa tilassa hilajännitteen ollessa nolla volttia. Sulkutyyppinen MOSFET lakkaa johtamasta, kun sen hilajännitteen potentiaali verrattuna lähdejännitteeseen laskee niin sanotun pinch-off jännitteen alapuolelle. [2, s. 182 185] Käytettäessä sulkutyyppistä MOSFET:a virtarajoittimena kytketään se kuvan 5 mukaisesti. Kuva 5 Sulkutyyppisen MOSFET:n käyttö virtarajoittimena [5, s.22]

10 MOSFET:n lähteen s kanssa on kytketty sarjaan vastus R, jonka ylitse tapahtuva jännitehäviö toimii takaisinkytkentä informaationa ja on suhteessa ohmin lain mukaisesti vastuksen läpi kulkevaan virtaan. MOSFET:n johtaessa nielun d ja lähteen s välillä kulkee virta I kuorma, joka kulkee myös vastuksen R läpi. Mitä suurempi virta kulkee MOSFET:n ja siis sarjavastuksen läpi, sitä suurempi jännitehäviö tapahtuu vastuksen ylitse. Tästä johtuen MOSFET:n lähteen jännitepotentiaali kasvaa virran myötä verrattuna hilalla olevaan jännitteeseen. Toisin sanoen, hilajännitteen potentiaali verrattuna lähteeseen laskee koko ajan, ja kun tämä potentiaaliero kasvaa tarvittavan suureksi eli saavuttaa MOSFET:n pinch-off jännitteen lakkaa MOSFET johtamasta. MOSFET toimii siis virranrajoittimena sarjavastuksena olevan virtasensorin avulla.[5, s.22] MOSFET-pohjaisen virtarajoittimen yksinkertaisuus on sen suurin etu verrattuna esimerkiksi hakkuripohjaisiin, joihin perehdymme myöhemmissä kappaleissa. Haittapuolena mainittakoon, että jälleen komponenttien toleranssit tuottavat ongelmia. MOSFET:ien pinch-off jännitteiden vaihdellessa -1,5 V ja 3,5 V välillä, virtarajoittimen tarkka mitoitus tulee mahdottomaksi. Kyseistä toleranssin ongelmaa vastaan on kehitetty integroituja piirejä, joissa on sisäinen jännitereferenssi, jonka mukaan ohjaus tapahtuu. [5, s.22] 3.3. Vakiovirtalähde virtapeilillä Koska ledit toimivat kuten vakio jännitekuorma, voidaan ne kytkeä suoraan virtalähteeseen. Yksinkertaisin menetelmä on käyttää virtapeiliä varsinkin, kun sovelluksessa on ledimatriiseja. Matriisin tavoitteena on, että ledien läpi kulkee sarakkeesta riippumatta samansuuruinen virta. Kuvassa 6 on yksinkertaistettu esimerkki kuinka kahdeksan ledin ledimatriisi voitaisiin kytkeä käyttämällä virtapeiliperiaatetta.

11 Kuva 6 Kahdeksan ledin muodostama ledimatriisi, jota ohjataan virtapeilillä [5, s.25] Virtapeilin idea perustuu siihen, että transistorien kannat sekä emitterit (engl. base = B ja emitter = E) yhdistetään toisiinsa ja tästä johtuen niillä on yhtä suuret kantaemitterijännitteet V BE. Kantaemitterijännitteiden ollessa yhtä suuret, transistorien kollektorivirrat ovat myös yhtä suuret. Jotta edellä mainitut yhtäläisyydet toteutuisivat, pitää transistorien olla identtisiä ominaisuuksiltaan. [2 s.288 289] Kuvassa 6 kollektorivirtoja on kuvattu I c1-c4 merkinnöillä ja niiden ollessa yhtä suuret ovat myös ledien lävitse kulkevat virrat yhtä suuret.

12 4. JÄNNITEREGULAATTORI Jänniteregulaattorin toiminta perustuu siihen, että se pyrkii pitämään ulostulojännitteensä vakiona. Aiemmin esiteltyjen MOSFET- ja BJT-pohjaisten ratkaisujen tapaan, jänniteregulaattori sovellukset sisältävät säätöelementin, joka takaisinkytkentä informaation avulla pyrkii pitämään ulostulonsa vakiona. Jänniteregulaattoreita on monia erilaisia, joista tutkimme lähemmin lineaarisia sekä hakkuripohjaisia. [6, s.500] Lineaariregulaattori on näistä kahdesta yksinkertaisempi. Se ohjaa jatkuvasti sisääntulon ja ulostulon välissä olevaa säätöelementtiä. Säätöelementti toimii toisin sanoen säätövastuksena. Hakkuriregulaattorit käyttävät säätöelementtiään kytkimenä, eli kyseistä säädintä kytketään kokonaan päälle ja pois. Eri kytkentätilojen aikana energiaa varastoidaan ja puretaan energiavarastona toimivaan komponenttiin kuten kelaan. Toimintaperiaatteiden johdosta lineaariregulaattorit ovat täysin EMI-häiriö (engl. electromagnetic interference) vapaita, mutta hyötysuhteeltaan huonompia kuin hakkuripohjaiset. Hakkuripohjaisilla jatkuva säätöelementin kytkeminen päälle ja pois aiheuttaa EMI-häiriöitä, jotka on suodatettava lisäkomponenttien avulla pois. [6, s.500] Kuvassa 7 on esimerkki kytkentä kuinka jänniteregulaattori valjastetaan käyttöön ledisovelluksessa. Kuvan 7 kytkennässä kuormassa käytetään ledin kanssa sarjassa olevaa virranmittausvastusta R FB, jonka ylitse olevaa jännitettä V FB, eli jännitehäviötä, regulaattori pyrkii pitämään vakiona. V FB on siis regulaattorin saama takaisinkytkentä informaatio, jonka perusteella se asettaa ulostulojännitettään V OUT pyrkiessään pitämään V FB :ta vakiona. V FB pysyessä vakiona sarjavastuksen sekä ledin läpi kulkeva virtakin I ledi on siis vakio ohmin lain mukaisesti. [7, s.27] Kuva 7 Jänniteregulaattorin toimintaperiaate ledisovelluksessa [7, s.27]

13 Lineaariregulaattoreista löytyy lukuisia valmiita piiri vaihtoehtoja, joista yksi tunnetuimmista on National Semiconductorin (nykyään Texas Instrumentin omistama) LM317, jota käytämme esimerkkinä perehtyessämme lineaariregulaattoreiden toimintaan. [6, s.525] 4.1. Lineaariregulaattorin toimintaperiaate LM317 on kolmi-terminaalinen säädettävä lineaariregulaattori, jonka ulostulojännitettä voidaan säätää 1,25 ja 37 voltin välille. Sen terminaalit ovat sisääntulo, ulostulo sekä ADJUST. ADJUST-terminaalia käytetään ulostulojännitteen asettamiseen ulkoisten vastusten avulla. Käydäksemme tarkemmin lävitse kuinka lineaariregulaattorilla virtaohjaus muodostuu, on kuvassa 8 piirrettynä LM317 yksinkertaistettu kytkentäkaavio, jossa kuormana on esimerkin vuoksi kaksi lediä: led1 ja led2. [8] Kuva 8 LM317:n yksinkertaistettu kytkentäkaavio kahden ledin kuormalla [8, s.3] Kuvaa 8 tutkimalla voidaan erotella ennestään tuttuja osia: Q2 ja Q3 muodostavat NPN-tyyppisen Darlington-kytkennän, joka toimii piirin aktiivisena säätöelimenä; Q1 NPN-tyyppinen transistori sekä Operaatiovahvistin muodostavat takaisinkytkentä linjan; vastukset R1 ja R2 ovat ulkoiset vastukset, jotka kytketään ADJUST-terminaaliin ja ne muodostavat takaisinkytkentäinformaation. Tutkitaan piirin toimintaa esimerkin avulla. [8, s.3] Kuvan 8 kuorman muodostavat LED1 sekä LED2. Oletetaan näiden ledien olevan identtiset, kynnysjännitteiden ollessa 5 volttia ledivirralla 350 ma. Eli toisin

14 sanoen kytkennän ulostulojännitteeksi muodostuu 10 volttia, joka on kuormana olevien ledien kynnysjännitteiden summa. Vastukset R1 ja R2 muodostavat jännitteenjaolla ulostulosta säätöarvon, joka syötetään operaatiovahvistimen negatiiviseen sisääntuloon, eli operaatiovahvistin on negatiivisesti takaisinkytketty. Operaatiovahvistimen positiivisessa sisääntulossa on kytkettynä LM317 piirin sisäinen referenssijännite, joka on muodostettuna bandgap-menetelmällä ja vastaa 1,25 volttia. [8] Negatiivisesti takaisinkytketty operaatiovahvistin pyrkii ulostulollaan saamaan sen negatiivisen sisääntulojännitteen (VN) seuraamaan sen positiivista sisääntulojännitettä (VP) [6, s.15]. Esimerkin valossa jätetään huomioimatta operaatiovahvistimen sisääntuloihin kulkeva virta, joka datalehden mukaan on 50 µa. Kuvan 9 avulla voidaan tutkia tarkemmin kuinka ulkoisten vastusten R1 ja R2 takaisinkytkentä informaatio muodostuu. Kuva 9 Yksinkertaistettu kytkentäkaavio LM317 ulostulosta tarkoituksenaan havainnollistaa vastusten R1 ja R2 toimintaperiaate ulostulojännitteen muodostuksessa [8] VN seuraa VP:tä, joten voidaan kirjoittaa: VN = VP = VREF (4) Operaatiovahvistimen sisääntuloihin ei kulje virtaa ja Ohmin lain avulla voidaan määrittää vastuksen R2 läpi kulkeva virta I: I = (5) Sama virta I kulkee myös vastuksen R1 lävitse:

15 Vout R1 I = VREF (6) Sijoitetaan kaavaan (6) I:n paikalle kaavan (5) tulos: Vout R1 = VREF Vout = 1 + VREF 1 = (7) Kaavasta (7) nähdään suoraan kuinka vastusten R1 ja R2 suhde vaikuttaa ulostuloon ja kytkennän mitoitus tapahtuu sijoittamalla kyseiseen kaavaan: 1 = 7 =, (8) Valitsemalla vastusten E12-sarjasta esimerkiksi R1 = 6,8kΩ ja R2 = 1kΩ saataisiin ulostulo mitoitettua esimerkkitapauksessamme. [6, s.31] Niin kauan kuin piirin ulostulojännite on alle 10 volttia, on myös operaatiovahvistimen VN-jännite pienempi kuin VP. Tällöin operaatiovahvistimen ulostulo on ylhäällä ja se biasoi kuvan 8 NPN-transistorin Q1. Q1 johtaessa kulkee sen kollektorin lävitse virtaa ja linja ajautuu piirin maapotentiaaliin. Tämän johdosta PNPtyyppisen transistorin Q4:n kantajännite laskee tarvittavan alas ja biasoituu se vuorostaan johtavaan tilaan, ja virtaa alkaa kulkea sen emitterin lävitse kollektorille ja aina NPN-transistorin Q2 kannalle. Q2 biasoituu ja samalla biasoi Q3:n. Q2 ja Q3 ollessa johtavassa tilassa piirin lävitse kulkee virta, joka on suoraan myös kuormassa oleville kahdelle ledille kulkeva virta I kuorma. [8] Piirin ulostulojännitteen saavuttaessa 10 volttia, saavuttaa myös VN VP:n. Tästä seuraa, että operaatiovahvistimen ulostulo ajautuu alas ja Q1 menee ei-johtavaan tilaan. Q1 sulkeutuessa Q4:n kantajännite ei ole enää kytköksissä maapotentiaaliin ja lakkaa sekin johtamasta. Q4 lakattua johtamasta eivät Q2 ja Q3 saa enää tarvittavaa biasointijännitettä ja sulkeutuvat nekin. Näin ollen piirin lävitse kulkevan virran suuruutta rajoitetaan saattamalla transistorit ei-johtavaan tilaan, jolloin transistorien lävitse kulkeva virta on hyvin pientä. [8] Lineaariregulaattori on hyvä ratkaisumalli sovelluksiin, joissa sisääntulo- ja ulostulojännitteiden ero on mahdollisimman pieni. Ongelmia kuitenkin syntyy heti, jos sisääntulojännite onkin pienempi kuin haluttu ulostulojännite, tällöin kytkentä ei enää toimisi. Huomioitavaa on myös, että ohjaava aktiivielementti (kuvassa 8 Q2,Q3) on transistori, jonka kautta piirin virta kulkee koko ajan, eli transistorissa tapahtuu koko ajan tehohäviötä. Voidaan sanoa, että se toimii säädettävänä vastuksena ja tapahtuva tehohäviö on suoraan transistorin läpi kulkeva virta kerrottuna transistorissa tapahtuvalla jännitehäviöllä. [5, s.37]

16 5. BOOST-HAKKURI Yleisimmät kolme hakkuriteholähde topologiaa ovat boost, buck sekä buck-boost. Topologioiden erottelu perustuu siihen, että kuinka kolme pääelementtiä, kytkin, kela sekä ulostulokondensaattori, ovat kytkettyinä. Varsinaisia valmiita hakkuriajuripiirejä on monelta valmistajalta tarjolla ja niiden ominaisuudetkin vaihtelevat yleiskäyttöisistä kädessä kannettavien laitteiden teholähteistä aina erittäin räätälöityihin verkkoon kytkettävien laitteiden teholähteisiin. Ajuripiirin valinta omaan sovellukseen on siis tärkeä prosessi, jotta teholähteellä on oikeat ominaisuudet. 5.1. Ajuripiirin valinta Ensimmäiseksi rajaus alkaa ajuripiirin topologiasta. Eli tarvitaanko boost, buck vai jokin näiden yhdistelmätyyppinen ajuripiiri. Boost-hakkurilla tarkoitetaan sovellusta, joka pystyy ajamaan ulostuloonsa sisääntuloaan korkeamman jännitteen. Buck-hakkuri on taas päinvastainen, sen sisääntulojännite leikataan pienemmäksi ulostulojännitteeksi. Topologian jälkeen tulee kartoittaa kohdesovelluksen teholuokkaa. Esimerkiksi sähköverkkoon kytkettävällä sovelluksella on aivan eri vaatimukset ajuripiirille kuin kädessä pidettävällä paristokäyttöisellä laitteella. Luonnollisesti näiden edellä mainittujen sovellusten väliltä löytyy hyvin paljon eri vaihtoehtoja. Topologian ja teholuokan kartoituksen jälkeen on jäljellä vielä muitakin oleellisia ominaisuuksia. Kaupallisten sovellusten tapauksessa erityisesti hinta on hyvin merkittävä. Tarvittavien ulkoisten komponenttien määrä vaihtelee eri ajuripiirien välillä. Saavutettava hyötysuhde on tärkeä ja sille on usein asiakkaalta asetetut vaatimukset. 5.2. Boost-hakkurin toimintatilat Boost-hakkuri (englanninkielisessä kirjallisuudessa käytetään myös nimitystä step-up converter) on nimensä mukaisesti tasavirta tasavirta muuntaja, jonka ulostulojännite on aina sisääntulojännitettä korkeampi. Hakkuriteholähteet voivat toimia jatkuvassa (engl. continuous) tai epäjatkuvassa (engl. discontinuous) kelavirran tilassa. Tasapainotilan jatkuvassa kelavirran tilassa kelavirta virtaa koko kytkentäjaksonajan ja sen kokonaismuutos pysyy muuttumattomana. Epäjatkuvuus tilassa kelavirta on nolla tietyn ajan verran kytkentäjaksonaikana; kelavirta alkaa nollasta, nousee huippuarvoon ja laskee takaisin nollaan jokaisella kytkentäjaksolla. Jatkuvan ja epäjatkuvan tilan taajuusvasteet poikkeavat toisistaan merkittävästi ja siksi suunnittelussa onkin varmistuttava, että teholähde pysyy samassa toimintatilassa. Diplomityössä

17 rakennettava valaisin 1 toimii vain jatkuvassa johtotilassa, jonka teoria osuus käydään seuraavaksi läpi. [9, s.2] 5.3. Boost-hakkurin toimintaperiaate jatkuvassa kelavirrantilassa Kuvassa 10 on kytkentäkaavio boost-hakkurin pelkistetylle teholähde osuudelle ilman kytkimen ohjauspiiriä. Piirin energiavarastona toimii kela L, joka purkautuu ja latautuu kytkimen K asennon mukaan. Ulostulon kuorma on mallinnettu yksinkertaistamisen vuoksi pelkkänä resistiivisenä kuormana, R. Kondensaattorin C out tehtävänä on tasapainottaa ulostulojännitteen aaltoisuutta. Diodin D tehtävä on eristää ulostulo sisääntulosta, jotta hajainduktanssit (engl, stray inductance) olisivat minimaaliset kuormassa. Kuva 10 Yksinkertaistettu Boost-hakkurin kytkentäkaavio [10, s.172] Käytävän teorian ehtona on, että tarkasteltava kohde toimii tasapainotilassa (engl. steady-state). Kyseinen tasapainotila oletus on hyvin yleinen analysoidessa elektroniikka ja varsinkin tehoelektroniikka piirejä. Tasapainotilassa piirin jännitteiden ja virtojen aaltomuodot toistuvat kokonaiskytkentäjakson T välein. Matemaattisesti tämä voidaan ilmoittaa jännitteen (9) ja virran funktioina (10) oheisesti: v t + T = v t (9) i t + T = i t (10) Missä t tarkoitetaan mitä ajanhetkeä tahansa, T on kokonaiskytkentäjakso.[10, s. 44 46]

18 Tasapainotilan mukaisesti kelajännitteen V L aaltomuodon tulee toistua kokonaiskytkentäjaksosta toiseen. Yhden kokonaiskytkentäjakson T aikana kelaan siirtyvä energia on täysin yhtä suuri kuin kelasta purkautuva energia. Eli integroimalla kelajännitteen lauseketta ajanhetkestä t on nolla kokonaiskytkentäjaksoon T, tulee kokonaismuutoksen olla nolla kaavan (11) mukaisesti: V dt = V dt + V dt = 0 (11) Kaavasta (11) nähdään, että kelajännitteen V L arvo tulee määrittää kahdelta eri ajanjaksolta: ajanhetkestä nolla kytkimen päälläolojakson loppuun sekä ajanhetkestä kun kytkin on juuri kytketty poispäältä kokonaisajanjakson loppuun. [10, s. 164 173] Lähdetään tutkimaan ensimmäistä ajanjaksoa. Kuvan 10 kytkimen K kytkeytyessä päälle diodi D tulee estosuuntaan biasoiduksi ja eristää näin ollen ulostulon kuvan 11 mukaisesti. Kytkimen (esimerkiksi MOSFET tai BJT-transistori) johtaessa ei kyseinen komponentti ole ideaalinen, vaan sillä on jokin tietty resistanssi ja siis sen ylitse tapahtuu jännitehäviötä. Kuvassa 11 tätä on mallinnettu vastuksella R K. Kelat eivät myöskään ole ideaalisia komponentteja ja niiden epäideaalisuuksia mallinnetaan ekvivalenttisena sarjavastuksena (ESR). Kuvassa 11 kelan sarjaresistanssia on mallinnettu R L :llä. [9] Kuva 11 Boost-hakkurin kytkentäkaavio kytkimen johtotilassa [9, s.3] Piirianalyysin ja kuvan 11 avulla voidaan kelajännite V L määrittää: V R I V R I = 0 V (12) V = V I R + R (13)

19 Kelan L ylitse vaikuttava jännite V L on verrattain vakiota, ja se alkaa ladata kelaa ja samalla kelavirta I L alkaa kasvaa lineaarisesti. Kelavirta I L kulkee sisääntulosta V IN kytkimen K kautta maihin. Kelajännitteen suhdetta induktanssiin ja kelavirtaan voidaan tutkia kaavan (14) avulla: = L = di = dt I = (14) Kaavassa (14) suuretta d IL kutsutaan kelan virranaaltoisuudeksi (engl inductor ripple current). Sijoitetaan kaavaan (14) piirianalyysilla saatu kelajännitteen lauseke (13) ja muodostetaan sen integraali ajanhetkestä nolla päälläolojakson loppuun (T on ): I = V I R + R dt = V I R + R (15) Koko kytkimen päälläolojakson ajan kuorma ottaa virtansa ulostulokondensaattorista C out. Tutkitaan seuraavaksi kaavan (11) jälkimmäistä ajanjaksoa. Kytkettäessä kytkin pois-päältä sulkeutuu kelavirran reitti maihin kytkimen kautta ja koska kelavirran suunta ei voi muuttua välittömästi on sen päästävä kulkemaan diodin D lävitse kytkimen K sijaan kohti kuormaa. Kelavirran I L purkautuminen kohti kuormaa aiheuttaa kelan L ylitse olevan jännitteen polariteetin muutoksen päinvastaiseksi niin kauaksi aikaa, jotta diodi D tulee biasoiduksi ja alkaa johtamaan. Kuvassa 12 piirin kytkin K on kytketty pois-päältä ja kuorma saa energiaa suoraan kelasta L sekä sisääntulosta V IN. V D tarkoittaa diodin ylitse tapahtuvaa jännitehäviötä. Kuva 12 Boost-hakkurin kytkentäkaavio kytkimen ollessa ei-johtavassa tilassa [9, s.3] Piirianalyysin ja kuvan 12 avulla voidaan kelajännite V L määrittää:

20 V I R V V V = 0 V (16) V = V Vout V I R (17) Oletetaan laskentaa varten, että ulostulokondensaattori C out on mitoitettu tarpeeksi suureksi, jotta sen jännite pysyy vakiona. C out pyrkii siis ottamaan kelavirrasta sen virranaaltoisuutta vastaavan osuuden I ripple, jonka osuus kokonaiskelavirrasta on hyvin pieni ja kyseisen I ripple virran keskiarvo kokonaiskytkentäjakson T aikana on nolla. Sijoitetaan kaavaan (14) piirianalyysilla saatu kelajännitteen VL lauseke (17) ja muodostetaan sen integraali ajanhetkestä T on kokonaiskytkentäjaksoon T. I = = (18) Boost-hakkurin toimiessa jatkuvassa tilassa voidaan kokonaiskytkentäjakso T ilmaista kaavan (19) avulla: [10, s.162] = + (19) Päälläolojakson T on suhdetta kokonaiskytkentäjaksoon T kutsutaan pulssisuhteeksi D kaavan (20) mukaisesti: [10, s.163] = T = DT (20) Kaavojen (19) ja (20) avulla voidaan edelleen määrittää T off lauseke ja ilmaista se pulssisuhteen avulla: = = = 1 (21) Viimeisenä vaiheena onkin sitten sijoittaa kaavat (15) sekä (18) tasapainotilan kaavaan (11) ja muodostaa ulostulojännitteen lauseke. Sieventämisessä on käytetty apuna kaavoja (20) ja (21): VL dt = T L V I R + R + V V V I R T = 0 L V T I R T I R T + V T V T V T I R T = 0

21 V T = V T + T I R T I R T V T I R T V = T + T V T I R T I R T V T T I R V = V I R 1 + T T V I R T T DT V = V I R 1 + T 1 D V DT I R T 1 D V = V I R (22) Hyvin yleisesti kirjallisuudessa käytetään kaavasta (22) yksinkertaistettua muotoa. Kytkimen K, diodin D sekä kelan sarjaresistanssin R L yli tapahtuvia jännitehäviöitä arvioidaan niin pieniksi, että niillä ei ole lopputuloksen kannalta merkitystä. Tällöin kaava (22) voidaan supistaa muotoon: V = (23) Kaavasta (23) nähdään boost hakkurin todellinen toiminta. Ulostulojännitettä voidaan suoraan säätää pulssisuhteella D, joka vaihtelee 0 1 välillä, ja näin ollen ulostulojännitteestä saavutetaan aina sisääntulojännitettä korkeampi arvo. Kuvaan 13 on lopuksi piirrettynä allekkain kelajännitteen V L sekä kelavirran I L aaltomuodot kytkimen päälläolo (T on ) sekä poispäältä (T off ) ajanjaksojen osalta. [8]

Kuva 13 Boost-hakkurin kelajännitteen V L sekä kelavirran I L aaltomuodot yhden kokonaiskytkentäjakson T aikana [10, s.173] 22

23 6. BUCK-HAKKURI Buck-hakkuri (englanninkielisessä kirjallisuudessa käytetään myös nimitystä step-down converter) on boost-hakkurille päinvastainen: sisääntulojännite on aina isompi kuin ulostulojännite. Työssä rakennettavassa valaisimessa 2 on teholähteenä käytössä buckhakkuri, joka on suunniteltu niin, että hakkuri toimii vain jatkuvassa kelavirran tilassa. [10, s.164] 6.1. Buck-hakkurin toimintaperiaate jatkuvassa kelavirrantilassa Kuvassa 14 on kytkentäkaavio buck-hakkurin pelkistetylle teholähde osuudelle ilman kytkimen ohjauspiiriä. Boost-hakkurin tapaan piiristä löytyvät tutut elementit: energiavarasto kela L, kuorma R, ulostulokondensaattori C out, kytkin K sekä diodi D. Piirin komponenttien tehtävät ovat täysin vastaavat kuin Boost-hakkurin tapauksessa. [10, s.164] Kuva 14 Yksinkertaistettu buck-hakkurin kytkentäkaavio [10, s.165] Selvittääksemme kuinka ulostulojännite V out riippuu sisääntulojännitteestä V IN sekä pulssisuhteesta D, käytetään kaavaa (11). Kaavaa (11) varten tulee määrittää kelajännitteen V L integraali hetkestä nolla kokonaiskytkentäjaksoon T. Tätä varten pitää piirin tarkastelu jakaa kahteen osaan kytkimen K asennon mukaan. Ensimmäisessä vaiheessa kuvan 14 kytkin K kytketään päälle, jolloin diodi D tulee estosuuntaan biasoiduksi ja näin ollen ulostulon kuormaan syötetään energiaa sisääntulosta V IN sekä

24 kelasta L kuvan 15 mukaisesti. Kytkentään on myös huomioitu komponenttien epäideaalisuudesta johtuvat jännitehäviöt. Kytkimen K johtaessa tapahtuu sen ylitse tietty jännitehäviö, joka esimerkiksi MOSFET:n tapauksessa muodostuu nielun ja lähteen välisestä resistanssista. Kytkimestä aiheutuva resistanssi on kuvassa 15 mallinnettu vastuksella R K. Kelan L sarjaresistanssi on mallinnettuna vastuksena R L. Kuva 15 Buck-hakkurin kytkentäkaavio kytkimen johtaessa [11, s.4] Piirianalyysin ja kuvan 15 avulla voidaan kelajännite V L määrittää: V I R + R V V = 0 V (24) V = V V I R + R (25) Kelan L ylitse vaikuttava jännite V L on verrattain vakiota ja se alkaa ladata kelaa ja samalla kelavirta I L alkaa kasvaa lineaarisesti. Kelavirta I L virtaa sisääntulosta V IN kytkimen K kautta ulostulokondensaattoriin C out ja kuormaan R. C out ottama I ripple kuvastaa kelavirran aaltoisuutta ja kokonaiskytkentäjakson aikana I ripplen keskiarvo on nolla. Laskentaa varten on oletettu että C out kapasitanssi on mitoitettu tarpeeksi suureksi, jotta sen ylitse oleva jännite pysyy vakiona. Sijoitetaan kaavaan (14) piirianalyysilla saatu kelajännitteen lauseke (25) ja muodostetaan sen integraali ajanhetkestä nolla päällä olo jakson loppuun T on : I = 1 L V V I R + R dt = V V I R + R (26) Kytkentäjakson seuraavassa vaiheessa kytkin K kytketään pois päältä, kelavirran I L kulkusuunta ei voi muuttua välittömästi, joten kytkimen sijasta virran on päästävä kulkemaan diodin D lävitse. Kelavirran I L lasku aiheuttaa kelan L ylitse olevan jännitteen polariteetin muutoksen päinvastaiseksi niin kauaksi aikaa jotta Diodi

25 biasoituu ja alkaa johtaa. Kelavirta I L virtaa maasta diodin D lävitse kohti ulostulokondensaattoria C out sekä kuormaa R. Tilannetta kuvaava kytkentäkaavio on esitettynä kuvassa 16. Kuva 16 Buck-hakkurin kytkentäkaavio kytkimen ollessa ei-johtavassa tilassa [11, s.4] Piirianalyysin ja kuvan 16 avulla voidaan kelajännite V L määrittää: V I R V V = 0 V (27) V = V V I R (28) Sijoitetaan kaavaan (14) piirianalyysilla saatu kelajännitteen V L lauseke (28) ja muodostetaan sen integraali ajanhetkestä T on kokonaiskytkentäjaksoon T. I = V V I R dt = V V I R (29) Sijoittamalla kaavan (21) mukainen T off määritys kaavaan (29) saadaan: I = V V I R dt = V V I R (30) Seuraavaksi sijoitetaan kaavat (26) ja (30) kaavaan (11) ja muodostetaan ulostulojännitteen V out lauseke. Sieventämisessä on käytetty apuna kaavoja (20) ja (21): V dt = T L V V I R + R + T L V V I R = 0 T V T V T I R T I R T V T V + T I R = 0

26 V T + T = T V T V I R T + T T I R V = T T + T V T T + T V I R T T + T I R V = V = T T V T + T I R V T + T I R DT DT + T 1 D V T 1 D I R DT + T 1 D V I R V = V I R D V 1 D I R (31) Hyvin yleisesti kirjallisuudessa käytetään kaavasta (31) yksinkertaistettua muotoa. Kytkimen K, diodin D sekä kelan L sarjaresistanssin R L yli tapahtuvia jännitehäviöitä arvioidaan niin pieniksi, että niillä ei ole lopputuloksen kannalta merkitystä. Tällöin kaava (31) supistuu muotoon (32): V = V D (32) Kaavasta (32) nähdään buck-hakkurin todellinen toiminta. Ulostulojännitettä V out voidaan suoraan säätää pulssisuhteella D, joka vaihtelee 0 1 välillä, ja näin ollen ulostulojännitteestä saavutetaan aina sisääntulojännitettä pienempi arvo. Kuvaan 17 on lopuksi piirrettynä allekkain Buck-hakkurin kelajännitteen V L sekä kelavirran I L aaltomuodot kytkimen päällä olo (T on ) sekä pois päältä (T off ) ajanjaksojen osalta.

Kuva 17 Buck-hakkurin kelajännitteen VL ja kelavirran IL aaltomuodot yhden kokonaiskytkentäjakson T aikana [10, s.166] 27

28 7. VALAISIN 1 Työssä rakennettava valaisin 1 on käytännön sovellus, jolla testataan kappaleessa 5 läpikäytyä boost-hakkurin teoriaa. Laitteen on tarkoitus olla kädessä pidettävä valaisin, jonka valontuotto saadaan kolmen ledin sarjakytkennästä. Käytettävät ledit ovat kappaleessa 2 esiteltyjä Multicomp:in valmistamia sinisen aallonpituuden 1 watin teholedejä. Energialähteenä laitteelle on käytössä laboratorion tasajännite teholähde. Suunnittelua varten on siis tiedossa kuorman vaatima teholuokka, asetettu ajuripiirin topologia sekä käytettävissä oleva energialähde. Seuraava vaihe onkin näiden kriteerien sanelemana etsiä sopiva ajuripiiri lukuisien eri valmistajien tarjonnasta. 7.1. Ajuripiirin TPS61165 esittely Valitessa ajuripiirin valmistajaa tärkeimmät valinta kriteerit olivat: mahdollisimman monipuoliset ja selkeät datalehdet, valmistajan tarjoamat mitoitusohjeet ja suunnitteluoppaat sekä piirin saatavuus. Näillä perusteilla ajuripiiriksi valikoitui Texas Instrumentin valmistama TPS61165. TPS61165 on fyysiseltä kooltaan pieni, 2 mm kertaa 2 mm, ja sen käyttösovellukset ovat korkean kirkkauden ledivalaistus (engl. High-brightness LED lighting) sekä taustavalaistus erilaisissa media sovelluksissa. Sisääntulojännitteen toiminta-alue piirille on 3 voltin ja 18 voltin väliltä ja ulostulojännitteeksi piiri pystyy ajamaan vähintään sisääntulojännitteen suuruisen ja maksimissaan 30 voltin suuruisen jännitteen. TPS61165 ei tarvitse ulkoista kytkintä, koska se on varustettu sisäisellä FETkytkimellä, joka kestää 40 voltin kytkentäjännitettä sekä 1,2 ampeerin kytkentävirtaa. Hyötysuhteeksi luvataan jopa 90 prosenttia. Tutkitaan kuvan 18 avulla tarkemmin piirin portteja sekä toimintaa. [12]

- 29 Kuva 18 TPS61165 toiminnallinen lohkokaavio [12, s.5] TPS61165 on kuusi porttia: V IN, CTRL, SW, GND, COMP sekä FB. Portti numero yksi on V IN, johon nimensä mukaisesti kytketään piirin sisääntulojännite, jonka tulee olla 3 ja 18 voltin väliltä. [12] Toinen portti on CTRL, joka on monifunktioinen portti. Sen kautta aktivoidaan ledien ohjaus, otetaan vastaan ulkoinen PWM-signaali tai 1-wire-signaali. Joka kerta, kun TPS61165 käynnistetään, CTRL portin kautta valitaan himmennystila sekä vastaanotetaan kyseisen himmennystilan ohjaus. Himmennystila vaihtoehtoja on tarjolla kolme kappaletta: ei himmennystä ollenkaan, analoginen ulkoisen PWM-signaalin pulssisuhteen D mukainen tai digitaalinen ulkoisen 1-wire mukainen. Kuvassa 19 on piirrettynä tarkemmin piirin sisäinen logiikka, jonka avulla CTRL, FB ja COMP porttien vuorovaikutukset syntyvät.

30 Kuva 19 Lohkokaavio esitys kuinka TPS61165 CTRL, FB sekä COMP signaalit ovat vuorovaikutuksessa toisiinsa [12, s.10] Mikäli ei haluta käyttää himmennystä ollenkaan, voidaan CTRL portti kytkeä suoraan sisääntulojännitteeseen V IN. CTRL portin ollessa pysyvästi korkeassa jännitteessä, on sen invertoitu arvo pysyvästi alhaalla. Signaalin ollessa alhaalla kytkeytyy kuvan 19 sulkutyyppinen n-kanavainen FET1 johtamaan, FET2 ollessa pois päältä. Näin ollen differentiaalivahvistimen positiiviseen sisääntuloon kytkeytyy V REF, jota verrataan negatiiviseen sisääntuloon kytkettyyn takaisinkytkentä jännitteeseen V FB. Tätä vaihtoehtoa tullaan käyttämään myös rakennettavassa valaisin 1:ssa. [12] Oletusarvoisesti himmennystilana on vaihtoehto kaksi, eli ulkoinen PWMsignaali. Ulkoisen PWM-signaalin loogisella ykkösellä CTRL-signaalin invertoitu arvo on alhaalla ja edellä kuvatulla tavalla kytkeytyy differentiaalivahvistimen positiiviseen sisääntuloon V REF. PWM-signaalin loogisella nollalla CTRL-signaalin invertoitu arvo on ylhäällä, jolloin FET1 lakkaa johtamasta ja sulkutyyppinen p-kanavainen FET2 alkaa johtaa. FET2 johtaminen aiheuttaa sen, että se vetää differentiaalivahvistimen positiivisen sisääntulon maihin, eli nollaan volttiin. Kuten datalehdellä sanotaan ulkoinen PWM-signaali leikkaa pulssisuhteensa D mukaisesti V REF jännitettä. Differentiaalivahvistimen positiiviseen sisääntuloon kytkeytyvä jännite ei ole enää suoraan 200 millivoltin suuruinen referenssijännite V REF, vaan kyseinen referenssijännite täytyy kertoa PWM-signaalin pulssisuhteella D, jotta saadaan todellinen sisääntulojännite differentiaalivahvistimelle. [12] Kolmas himmennystila on digitaalinen 1-wire, joka mahdollistaa esimerkiksi ulkoisen mikroprosessorin käytön ohjaamaan ledien himmennystä. TPS61165 datalehdeltä löytyvät tarkat digitaaliset mallit kuinka piiri aktivoidaan 1-wire tilaan sekä kuinka himmennysdata pitää syöttää CTRL portin kautta. [12] Seuraava portti on SW, joka on piirin ns. kytkentä solmupiste (engl. switching node), eli se yhdistetään kelan sille puolelle, jota hakkuri kytkee maihin tai kuormaan. SW-linjan kautta mitataan ulostulojännitettä myös OLP (Open Led Protection) varalta. Neljäs portti on piirin maataso eli GND. [12] Portti numero viisi on COMP. Se on kytkettynä takaisinkytkentälinjan differentiaalivahvistimen ulostuloon ja sen tarkoituksena on stabiloida kyseistä linjaa.

31 Porttiin kytketään tehtävää suorittamaan ulkoinen keraaminen kondensaattori tyypillisesti arvoltaan 220 nf. [12] Piirin viimeinen portti on FB ja sen kautta piiri saa takaisinkytkentä informaation kuormavirran I LED mitoitusta varten. FB portin saama jännitetieto muodostuu kuorman kanssa sarjaan kytketyn virranmittausvastuksen R set jännitehäviöstä V FB kuormavirralla I LED ohmin lain mukaisesti: I = (33) V FB syötetään piirin sisäisesti toteutetun differentiaalivahvistimen negatiiviseen sisääntuloon, positiivisen sisääntulon ollessa kytkettynä sisäiseen jännitereferenssiin V REF. Differentiaalivahvistin vahvistaa näiden sisääntulojen välisen erotuksen ja tulos syötetään PWM-ohjaukseen. V REF arvo on datalehden mukaan tyypillisesti 200 milli volttia. [12] 7.2. TPS61165 virranohjauksen periaate TPS61165 virranohjaus perustuu perinteikkääseen Fixed Frequency Peak CMC (Current Mode Control), eli TPS61165 ulostulojännitettä ohjataan kelavirran huippuarvon mukaan vakio kytkentätaajuudella. Läpikäymisen avuksi piirretään kuvan 18 kytkentä yksityiskohtaisempaan muotoon kuvaksi 20. L LED1 LED2 LED3 Cout Vin Rsensori + Virta Sensori - Vramp R set Oskillaattori Q S R PWM komparaattori Vs + - Vc + - Differentiaali vahvistin VFB VREF Referenssi Ohjaus (VREF) Kuva 20 TPS61165 sisäinen logiikka esitettynä selkeyttävämpänä CMC teorian läpikäymistä varten. [13, s.1] CMC muodostuu kahdesta erillisestä ohjaussilmukasta; kelavirrasta mitattu tieto sekä ulostulojännitteestä mitattu tieto. Kytkentäjakson alussa FET ohjataan päälle, jolloin kela alkaa latautua ja kelavirta nousta kaavan (15) mukaisesti. Tällöin FET:n läpi kulkeva virta on täysin verrannollinen kelavirtaan I L, ja tätä arvoa aistitaan kuvan 20 vastuksella R sensori. R sensorin jännitehäviö tieto vahvistetaan Virta Sensori-

32 operaatiovahvistimessa, minkä jälkeen vahvistettuun jännitetietoon lisätään kompensointi signaali V ramp ja lopulta summattu tulos V s viedään PWM-komparaattorin positiiviseen sisääntuloon. [13] Piirin ulostulossa kuormana olevien ledien kanssa sarjankytketyn vastuksen R set muodostama jännitehäviö tuodaan differentiaalivahvistimen negatiiviseen sisääntuloon, jonka arvoa verrataan positiivisessa sisääntulossa olevaan referenssi jännitteeseen V REF. Sisääntulojen välinen jännite-ero vahvistetaan ja kyseinen V c signaali syötetään PWM-komparaattorin negatiiviseen sisääntuloon. [13] Niin kauan kuin PWM-komparaattorin positiivinen sisääntulo, V s, on pienempi kuin negatiivinen sisääntulo, V c, pysyy PWM-komparaattorin ulostulo alhaalla eli loogisena nollana. Tämän johdosta S-R-kiikun ulostulo Q pysyy ylhäällä eli loogisena ykkösenä ja kytkimenä toimiva FET pysyy johtavassa tilassa. FET:n johtaessa kela jatkaa latautumistaan ja kelavirta kasvaa. PWM-komparaattori vaihtaa tilaansa loogiseksi ykköseksi, kun V s ylittää V c :n. Tämän johdosta myös S-R-kiikku vaihtaa tilaansa ja sen ulostulo muuttuu loogiseksi nollaksi ja aiheuttaa FET:n sulkeutumisen. FET:n sulkeuduttua kela alkaa purkautua kuormaan ja kelavirta laskea. FET kytkeytyy uudelleen päälle ja komparaattori aloittaa kelavirran ja takaisinkytkentä jännitteen vertailun uudelleen seuraavan kytkentäjakson alussa. TPS61165 kytkentätaajuus on 1,2 MHz. [13] 7.2.1. Ohjaussilmukoiden kompensointi Huippuarvoon pohjautuvassa virtaohjauksessa ilmenee kaksi merkittävintä heikkoutta, jotka vaativat kompensointia; kelavirran keskiarvon suhde kelavirran hetkellisarvoon vaihtelee pulssisuhteen D mukaan ja kelavirran aaltoisuuden aiheuttama aliharmooninen oskillointi. Kelavirran hetkellisen arvon eroa kelavirran keskiarvoon kahdella eri kelavirralla sekä niiden pulssisuhteilla D 1 ja D 2 sekä keskiarvoilla I 1 ja I 2 on esitettynä kuvassa 21. [13, s. 1 3]

33 Kuva 21 Kelavirtojen I L1 ja I L2 hetkelliset arvot on piirrettynä tummalla viivalla ja niiden pulssisuhteet on merkitty D 1 ja D 2. Katkoviivalla on esitettynä kelavirtojen vastaavat keskiarvot I 1 ja I 2. [13, s.2] Kuvasta 21 nähdään, että pulssisuhteen D pienentyessä kelan huippuarvon ero kelavirran keskiarvoon suurenee. Suurentunut ero näiden virtojen välillä aiheuttaa ohjauksen epätarkkuutta. Koska ero kasvaa pulssisuhteen muuttuessa, voidaan sanoa, että kelavirran huippuarvon suhde keskiarvoon on riippuvainen sisääntulojännitteestä. Mitä suurempi sisääntulojännite V IN on, sitä vähemmän joutuu boost-hakkuri nostamaan jännitettä ylöspäin jotta tarvittava ulostulojännitetaso saavutetaan. Toisin sanoen isolla sisääntulojännitteellä FET:n päällä olo jakson osuus on pieni, D on pieni, ja tämä tilanne vastaa kuvan 21 pulssisuhdetta D1, kelavirtaa I L1 sekä keskiarvoa I 1. [13, s. 1 2] Toinen heikkous on kelavirran aaltoisuuden aiheuttama kelavirran amplitudin rajaton kasvu. Todennäköisyys kyseiseen kelavirran vääristymiseen kasvaa rajusti pulssisuhdetta 50 %:a suuremmilla arvoilla. Käytetään ongelman havainnollistamisen apuna kuvaa 22. [13, s.2] Kuva 22 Kelavirran vääristyminen eli amplitudin rajoittamaton kasvu 50 % suuremmilla pulssisuhteilla [14, s.3]

34 Kuten kuvasta 22 nähdään, kelavirran vääristymisen seurauksena sen amplitudi lähtee kasvamaan, ja tämä vääristynyt kelavirta ei palaudu alkutilaansa kytkentäjaksojen T välillä. Toisin sanoen kelavirta alkaa oskilloimaan. Ratkaisuna molemmille ongelmille on summata V C negatiivisella saha-aallolla V ramp. Käytännössä harvemmin on kuitenkaan käytettävissä negatiivisia jännite sahaaltoja, mutta komparaattorin toiminnan vuoksi on tilanteelle ekvivalenttista lisätä komparaattorin toiseen sisääntulolinjaan, kelavirtaan suhteutettuun jännitelinjaan V S, positiivinen saha-aalto V ramp. Tutkitaan kuvien 23 ja 24 avulla kuinka kompensointi saha-aallon lisäys korjaa edellä mainitut heikkoudet. [13] Kuva 23 Kelavirtojen I l1 ja I l2 aaltomuodot, V c on kompensoitu V ramp jännitteellä [13, s.2] Kuten kuvasta 23 nähdään lisätty kompensointi V c :hen auttaa tasoittamaan kelan huippuarvon eroa keskiarvoon eri pulssisuhteilla. Kuva 24 Kelavirran vääristymisen korjaus lisäämällä kompensointi signaali V c :hen [14, s.3] Kuvasta 24 nähdään kuinka riittävällä kompensoinnilla estetään vääristyneen kelavirran amplitudin kasvu kytkentäjaksojen välillä. Täydellisen kompensointi signaalin kulmakertoimen pitäisi olla tasan puolet pienempi kuin komparaattorin

35 toisessa sisääntulossa olevalla jännitteellä sen laskevalla reunalla, eli kelavirtaan suhteutetulla jännitearvolla kytkimen ollessa sulkutilassa. [13, s.2] 7.3. Mitoitus Seuraavaksi läpi käytävät mitoituksen perusteet ovat tosia vain TPS61150:n tapaisella boost-hakkurilla, jolla on IC:n sisäinen teho FET-kytkin sekä toiminta-alue on rajoitettu vain jatkuvaan kelavirran tilaan. Mitoitusta varten pitää tiedossa olla kolme asiaa: Sisääntulojännitteen minimi V IN(min) sekä maksimi V IN(max) arvot, sovelluksen vaatima ulostulojännite V out sekä ulostulovirran maksimi I out(max). Mitoituksen tärkein komponentti on energiavarastona toimiva kela. Muita oleellisia komponentteja ovat diodi, kuormavirran asetus vastus R set sekä sisääntulo- ja ulostulokondensaattorit. [15, s.1] 7.3.1. Kela Kelan valinta vaikuttaa muuntajan tasapainotilan toimintaan, taajuusvasteeseen sekä ohjaussilmukan tasapainoon. Kelan valinnan kolme oleellisinta valintakriteeriä ovat: kelan induktanssi L, kelan metallijohtimien resistanssista aiheutuva sarja resistanssina mallinnettu DCR sekä kelan saturaatio virta. Valittaessa sopivaa kelaa sovellukselle pitää siis muitakin asioita huomioida kuin pelkkää induktanssin arvoa. [12, s.14] Pieni induktanssisella kelalla kelavirta voi laskea nollaan kytkentäjakson aikana. Tämä tarkoittaa sitä, että järjestelmä ei toimi enää jatkuvassa tilassa vaan on siirrytty ei-jatkuvaan tilaan. Ei-jatkuvassa tilassa syntyy suuremmat sisääntulovirran aaltoisuudet (engl, inductor current ripple) sekä järjestelmän ulostulovirta sekä kokonaishyötysuhde laskevat. Kasvattamalla kelan induktanssia edellä mainitut asiat paranevat, mutta huomioitavaa on kuitenkin se, että suurempi induktanssi tarkoittaa myös fyysisesti isompaa kelaa ja luonnollisesti hinnaltaankin suurempaa komponenttia.[9, s.21] Kelan DCR arvo vaikuttaa järjestelmän hyötysuhteeseen, suurella DCR arvolla ovat tehohäviöt suuremmat. Saturaatio virta asettaa rajan kelavirran huippuarvolle. Saturaatio virtaa suuremmilla kelavirran arvoilla kasvavat kelaytimessä tapahtuvat häviöt radikaalisti (noin 20 35 %) ja näin kokonaishyötysuhde romahtaa. [9, s.21] Kelan induktanssin mitoitusta varten pitää ensin laskea järjestelmän maksimi pulssisuhde D (max). D (max) avulla voidaan edelleen määrittää kelalle tuleva maksimi virta I IN(max). Näiden arvojen avulla voidaan lopulta laskea kelan induktanssi L. [5, s. 68 70] Maksimi pulssisuhde D (max) saavutetaan, kun sisääntulojännitettä täytyy hakkuroida ylöspäin mahdollisimman paljon. Nämä olosuhteet toteutuvat, kun sisääntulojännitteenä on teholähteen minimi jännite V IN(min), ulostulossa on maksimi jännite V OUT(max) sekä järjestelmän hyötysuhde on huonoin mahdollinen ƞ min. [5, s. 68 70] Häviöttömälle piirille voidaan määritellä, että sisääntuloteho P IN on yhtä suuri kuin ulostuloteho P OUT : [10, s.173]

36 P = P V I = V I Boost-hakkurille voidaan kaavasta (23) määrittää V out suhde V IN : = (34) V = = (35) Sijoittamalla kaava (34) kaavaan (35) nähdään, että: = = = 1 D (36) Häviölliselle järjestelmälle voidaan kaavaan (34) lisätä kaavan (36) määrittely, jolloin saadaan lopputulokseksi: =ƞ= V I V I = V V 1 D D = 1 ƞ (37) Kaavan (37) avulla voidaan määrittää maksimi pulssisuhde D (max) : D = 1 ƞ (38) Valaisimen 1 teholähteenä käytetään laboratorion teholähdettä, ja sisääntulojännitteen vaihtelu väliksi on valittu 4 7 volttia. Hyötysuhteen minimiksi ƞ min on arvioitu TPS6150 datalehdeltä 0,85. Ulostulojännitteen maksimi V OUT(max) muodostuu kuormana olevien kolmen ledin kynnysjännitteiden summasta. Multicomp:in teholedien datalehti antaa sinisen aallonpituuden ledeille kynnysjännitteen maksimiksi 3,5 volttia, joten V OUT(max) on 10,5 volttia. Sijoittamalla nämä arvot kaavaan (38) saadaan: D = 1,. = 0,676 (39) Mikäli D (max) arvoksi saataisiin 0,85 suurempi arvo ei olisi taattua, että hakkuri toimisi jatkuvassa tilassa, vaan joutuisi turvautumaan ei-jatkuvaan tilaan saavuttaakseen tarvittavan muuntosuhteen. [5, s.69] Seuraava vaihe on määrittää kelalle tuleva maksimi virta I IN(max). Kela ottaa maksimi virran I IN(max) maksimi ulostulojännitteellä V OUT(max), maksimi ulostulovirralla I OUT(max), minimi sisääntulojännitteellä V IN(min) sekä minimi hyötysuhteella ƞ min kaavan (17) mukaisesti:

37 I = ƞ =,,, = 1,08A (40) Kelan induktanssin L mitoitus tehdään boost-hakkurille pohjautuen latausvaiheeseen, jolloin kelavirta on suurimmillaan, I IN(max). Kaavojen (14) ja (15) avulla voidaan kirjoittaa: di = V = V = L = (41) Kaavassa (41) f s on hakkurin kytkentätaajuus. di L tarkoittaa kelavirran aaltoisuutta. Arvioidaan kelavirran aaltoisuudeksi di = 30 % kelavirran maksimista I IN(max) kaavassa (41). Kytkentätaajuus f s löytyy TPS61150 datalehdeltä 1,2 Mhz. Muuttujan D paikalle sijoitetaan kaavalla (39) saatu maksimi arvo. Lopputuloksena saadaan kelan induktanssille kaava (42): =, = = 6,954,,,, 10 H 7μH (42) Määritetään seuraavaksi saturaatiovirta, joka valitun kelan pitää kestää. Saturaatiovirta voidaan arvioida 20 % suuremmaksi kuin maksimi sisääntulokelavirta, johon on vielä lisättynä kelavirran aaltoisuuden puolikas. Saturaatiovirran kaava: I = 1,2 I 1 + = 1,2 1,08A 1,15 = 1,49A (43) Viimeisenä kelan valinnan kriteerinä on DCR:n suuruus. Jotta voidaan saavuttaa mitoituksessa käytetty minimi hyötysuhde ƞ min 0,85 voidaan arvioida, että tehohäviöt kelassa täytyy rajoittua 2-3 prosentin luokkaan ulostulotehosta. 3 prosentin kelahäviölle voidaan kirjoittaa lauseke: P = 0,03 V = 0,03 10,5 0,350 = 0,110 (44) Arvioidaan edelleen, että kelan tehohäviöt jakautuvat 80 20 % suhteella resistiivisiksi ja ytimen häviöiksi. Näin ollen voidaan määrittää, että kelan DCR häviöiden tulee olla alle: DCR <,,, DCR < = 0,075Ω = 75mΩ (45), Valaisimen 1 kelan induktanssin tulee olla vähintään 7µH, sen saturaatiovirta tulee olla vähintään 1,49 A sekä sarjaresistanssin DCR arvon tulee olla alle 75 mω. TPS61150 datalehti suosittelee käytettäväksi kelaa, jonka induktanssi on 10 µh ja 22 µh väliltä. [5, s. 68 70]

38 Valitaan kelaksi TDK valmistama 10 µh, jonka saturaatiovirta on 1,7 A ja DCR 38mΩ. [16] 7.3.2. Diodi Diodi johtaa silloin, kun kytkin on suljettuna ja mahdollistaa näin kelavirran kulun kohti kuormaa. Diodi valinnassa tärkeimmät kriteerit ovat: kytkentätaajuus, estosuuntainen jännitekesto (engl. reverse breakdown voltage) ja myötäsuuntainen virrankesto sekä alhainen myötäsuuntainen jännitehäviö. Näiden kriteerien sanelemana yleisesti ottaen paras valinta on schottky-diodi. [9, s.22] Schottky-diodilla kytkentätaajuus on huomattavasti suurempi kuin perinteikkäällä PN-liitos diodilla ja valaisimen 1 tapauksessa vaadittava kytkentätaajuus tulee olla hakkuripiirin sisäistä kytkentätaajuutta 1,2 MHz suurempi.[17] Estosuuntainen maksimi jännitekesto tulee mitoittaa maksimi kuormajännitteen mukaan. Kytkimen johtaessa diodin anodi puoli on nollassa voltissa ja katodilla vaikuttaa kuormajännitteen eli ulostulojännitteen maksimi V out(max). Mitoituksessa on aina hyvä huomioida pieni marginaali ja käytetään tässä tapauksessa 20 prosenttia. Estosuuntainen jännite kesto tulee siis olla vähintään 1,2 x 10,5 V = 12,6 V. Diodin virrankeston tarkastelu voidaan yksinkertaisimmillaan jakaa kahteen osaan. Keskiarvoltaan myötäsuuntainen virrankesto tulee olla vähintään yhtä suuri kuin maksimi kuormavirta I out(max) eli 350 ma. Tämän lisäksi pitää huomioida kytkentähetkillä tapahtuva virtapiikki, joka diodin tulee kestää. Valaisimen 1 tapauksessa kyseinen maksimi virtapiikki vastaa kaavalla (40) laskettua maksimi kelavirtaa I IN(max) = 1,08 A. Texas Instrumentin tarjoamassa boost-hakkureiden mitoitusohjeissa neuvotaan kuitenkin mitoittamaan diodin myötäsuuntainen virrankesto vähintään kaksi kertaa niin suureksi kuin maksimi kuormavirta luotettavuuden lisäämiseksi. [9, s.22] Alhaisesta myötäsuuntaisesta jännitehäviöstä seuraa alhaiset tehohäviöt. Diodia valitessa tuleekin varmistaa, että kyseisen komponentin teholuokka on oikein. Tehohäviö voidaan laskea suoraan myötäsuuntainen jännitehäviö kertaa myötäsuuntaisen diodivirran keskiarvo, joka voidaan korvata maksimi kuormavirtana I out(max). [9, s.22 23] Näiden kriteerien perusteella diodiksi valitaan ON Semiconductor:in valmistama MBR0540T1G schottky-diodi, jonka keskiarvoinen myötäsuuntainen virrankesto on 500mA, toistuvan myötäsuuntaisen huippuvirran kestokyky on 1 A ja eitoistuvan huippuvirtapiikin kestokyky on 5 A sekä estosuuntainen jännitteenkesto on vähintään 40 V. Kyseisen diodin mitoitus on siis tehty yksinkertaisten virrankesto arvioiden mukaan, eikä siis ole huomioitu valmistajan suosittelemaa huomattavasti suurempaa kestokykyä. [17] 7.3.3. Kuormavirran mitoitus Kuormavirran asetus tapahtuu kaavan (33) mukaisesti ulkoisen vastuksen R set avulla. Kuormavirraksi I LED mitoitetaan ledien vaatima 350 ma, jonka jännitehäviö V FB

39 vastuksen R set ylitse tulee olla 200 mv. 200 mv on piirin sisäisesti toteutettu jännitereferenssi V REF. [12, s.8] I = R = = = 0,571Ω (46) Vastuksen teholuokitus voidaan laskea ohmin lain sekä tehon määrittelyn avulla ja sijoittamalla virranarvoksi ulostulossa kulkeva maksimi virta eli I OUT(max) 350mA kaavan (47) mukaisesti: R = U = R I P = R I = 0,57Ω 0,35 A = 0,069W (47) Tarjolla olevien vastusten valikoimasta valitaan Panasonic:in valmistama vastus, jonka resistanssi on 0,56Ω, tehonkesto 0,250 W sekä toleranssi 1 %. [18] 7.3.4. Ulostulokondensaattori Ulostulokondensaattorin tehtävä on suodattaa ulostulojännitteen aaltoisuutta ja sen arvo riippuu ledien dynaamisesta resistanssista R D, halutusta kuormavirran I OUT arvosta sekä sen sallitusta aaltoisuudesta I OUT. Ulostulokondensaattorin mitoitusta varten mallinnetaan hakkurin diodin erottama ulostulohaara kuvan 25 tapaisesti omana suljettuna piirinä. [5, s. 71 73] Kuva 25 Boost-hakkurin ulostulohaara esitettynä eristettynä piirinä, jonka virtalähteeksi on mallinnettu eristävänä komponenttina toimiva diodi [5, s.72] Piirin virtalähteenä on diodilta tuleva virta I diodi, kuormana on mallinnettu ledien kynnysjännitteiden muodostama jännitehäviö V led sekä LED:ien yhteenlaskettu dynaaminen resistanssi R D ja viimeisenä komponenttina on virran mitoitus vastus R SET. ledien ylitse vaikuttava maksimi jänniteaaltoisuus V p-p voidaan määrittää kaavan

40 (48) mukaisesti: [5, s.73] V = I R (48) Kaavassa (48) R DYN tarkoittaa kuorman yhteenlaskettua dynaamista resistanssia sekä sen arvo määritetään summana, joka muodostuu kuormassa olevien ledien dynaamisesta resistanssista R D sekä virranmittausvastuksen R SET arvosta kaavan (49) mukaisesti: [19, s.2] R = n R + R (49) Useat ledi valmistajat ilmoittavat lediensä dynaamiset resistanssit datalehdillään, mutta joskus kyseiset arvot on laskettava itse. Työssä käytettävien Multicomp:in ledien datalehdeltä ei dynaamisia resistansseja löydy suoraan, jolloin ne on laskettava Jännite Virta käyrästöltä. Dynaamisen resistanssin määritys tapahtuu niin, että datalehdeltä löydettävään virta-jännite käyrään lisätään tangentti halutun virran kohdalle ja tangentin ääriviivat piirretään käyrästön äärirajoille asti. Tämän jälkeen luetaan tangenttiviivan mukaisesti myötäsuuntaisen kynnysjännitteen V F sekä virran I F muutos ja lasketaan ohmin lain mukaisesti dynaaminen resistanssi: R = (50) Kuvassa 26 punainen viiva on dynaamisen resistanssin määritystä varten lisätty tangentti kuormavirran arvolla 350mA.

41 Kuva 26 Multicomp:in valmistaman sinisen aallonpituuden teholedin Jännite- Virta käyrästö, johon on piirretty tangentti 350 ma kohdalle dynaamisen resistanssin määritystä varten [4, s.3] Määritetään kuvan 26 tangentin avulla kynnysjännitteiden sekä virran muutos: V = 3,52V 2,97V = 0,55V (51) I = 500mA 0A = 500mA = 0,5A (52) Sijoitetaan kaavojen (51) sekä (52) arvot kaavaan (50): R =,, = 1,1Ω (53) Kaavan (53) avulla voidaan määrittää kuorman yhteenlaskettu dynaaminen resistanssi kolmella ledillä sekä virranmittausvastuksen R SET arvolla 0,56Ω kaavan (49) mukaisesti: [19, s.6] R = 3 1,1Ω + 0,56Ω = 3,86Ω (54) Kokonaisdynaamisen resistanssin ollessa tiedossa voidaan jatkaa ulostulokondensaattorin mitoitusta kaavan (48) mukaisesti. Tässä kohtaa voidaan päättää, että kuormavirralle sallitaan 10 % aaltoisuus. Näin ollen ulostulokondensaattorin sekä ledien ylitse vaikuttava maksimi jännitteenaaltoisuus voidaan määrittää:

42 V = 0,10 3,86Ω = 0,386V (55) Oletetaan, että ulostulokondensaattori purkautuu vakiovirralla, jonka suuruus on haluttu 350mA silloin, kun ulostulo on eristettynä energiansyötöstä. Eli silloin kun kytkin on päällä ja diodi on estosuuntaan biasoituneena eristänyt ulostulon. Tällöin kuorma saa energiansa purkautuvasta ulostulokondensaattorista. Kondensaattorin purkuvirta voidaan määrittää kaavan (56) mukaisesti: I t = C (56) Määritetään kaavan (56) avulla kondensaattorin kapasitanssi C kondensaattorin ylitse olevan maksimi jänniteaaltoisuuden V p-p määrittelemänä: [5, s.73] C = =,,, = 5,1079 10 F = 0,51μF (57) Kondensaattoreita mitoitettaessa pitää huomioida kapasitanssin notkahdus tasajännitteellä (engl. DC bias). Eli tämä tarkoittaa sitä, että kondensaattorin efektiivinen kapasitanssi laskee, kun niiden ylitse vaikuttaa tasajännite. Tämä kapasitanssin muutos on erityisesti otettava huomioon keraamisissa kondensaattoreissa, joita käytetään jännitteiden aaltoisuuden tasoittamiseen sovelluksissa, joiden käyttöjännitteet vaihtelevat. DC biaksen vaikutukset efektiiviseen kapasitanssiin löytyvät kondensaattoreiden valmistajien datalehdiltä. [20] Valitaan ulostuloon TDK valmistama keraaminen 2,2µF 25V kondensaattori, jonka kapasitanssi 10,5 V ulostulojännitteellä on noin 2 µf kuvan 27 perusteella. [21] Kuva 27: Kondensaattorin GRM31MR71E225KA93L DC-Bias kuvaaja [21]

43 7.3.5. Sisääntulokondensaattori Sisääntulokondensaattorin tehtävänä on tasoittaa sisääntulojännitteen aaltoisuutta, erityisesti kytkentähetkillä, jolloin tapahtuu jännitepiikkejä. Suunnittelussa päätetään, että sisääntulojännitteelle sallitaan 1 % suuruinen jänniteaaltoisuus. Valaisimen 1 tapauksessa tämä tarkoittaa 70mV. Kondensaattorin mitoitus tulee tehdä maksimi kelavirralla I in(max), maksimi pulssisuhteella D (max) sekä maksimi sisääntulojännitteellä V IN(max). Nämä arvot sijoitetaan kaavaan (57) sisääntulokondensaattorin minimiarvon määrittämiseksi: [5, s. 42 43] C =, =,,, = 2,11μF (58) Koska on tarkoitus käyttää keraamista kondensaattoria, pitää mitoituksessa huomioida jälleen DC bias. Valitaan TDK valmistama keraaminen kondensaattorin, jonka kapasitanssi on 4,7 µf ja jännitekesto 16 V. Kuvasta 28 nähdään, että sisääntulojännitteen maksimilla 7 V kapasitanssia on vielä riittävästi 4,4 µf. [21] Kuva 28 Kondensaattorin GRM31CR71C475KA01L DC-bias kuvaaja [21] 7.4. Kytkentäkaavio Kytkentäkaavio on piirretty PadsLogic ohjelman versiolla 10,5. Kytkennän piirtämisessä käytettiin apuna työssä läpi käytyä teoriaa sekä ohjeistuksia TPS61165 datalehdeltä. Piirin kytkentä löytyy Liitteestä 1.

44 7.5. Layout Valaisimen 1 layout on suunniteltu ensisijaisesti huomioiden boost-hakkuripiirin TPS61165 sekä ledien vaatimuksia lämmön eristyksen sekä toimivuuden varmistamiseksi. Myös kelan saturaatiota ja ylikuumenemista on pyritty huomioimaan suunnittelussa. Layout on piirretty Pads Layout ohjelmiston versiolla 10,5. Kuvat löytyvät liitteestä 2.

45 8. VALAISIN 2 Työssä rakennettava toinen laite valaisin 2 on käytännön sovellus, jolla testataan kappaleessa 6 läpikäytyä buck-hakkurin teoriaa. Laite on kädessä pidettävä valaisin, jonka valontuotosta vastaa kolmen ledin sarjakytkentä. Käytettävät ledit ovat kappaleessa 2 esiteltyjä Multicomp:in sinisen aallonpituuden teholedejä. Energialähteenä toimii laboratorion tasajännite teholähde. 8.1. Ajuripiirin LM3405A esittely Valaisimen 1 tapauksessa ajuripiirin valmistajaksi tuli valituksi Texas Instrument ja samalla valmistajalla jatkettiin myös valaisimen 2 tapauksessa. Texas Instrumentin tarjoamat selkeät ja monipuoliset datalehdet, mitoitusohjeet sekä suunnitteluoppaat, joita on käytetty myös työn lähteinä, olivat ensisijaisen tärkeitä päädyttäessä pysymään saman valmistajan ajuripiireissä. Texas Instrumentin tarjoamista buck-hakkureista lopullisen ajuripiirin valinta osui LM3405A nimiseen piiriin. LM3405A on teholuokaltaan sopiva kolmen ledin kuormalla toimivalle kädessä pidettävälle laitteelle, jota syötetään tasajännite laboratorio teholähteestä. Piiriä oli myös hyvin tarjolla Farnelilla, josta komponenttien tilaus suoritettiin. LM3405A on fyysiseltä kooltaan pieni, sen mitat ovat noin 4,8 mm kertaa 3 mm, ja sen käyttösovelluksia ovat muun muassa yleinen ledivalaistus, teollisuusvalaistus sekä ledipohjaiset taskulamput. Piirillä voidaan ohjata maksimissaan 5 kappaletta HB ledejä 1 A virralla eli noin 18,5 voltin ulostulojännitettä. Sisääntulojännitteen toiminta-alue on 3 ja 22 voltin väliltä. LM3405A ei tarvitse ulkoista kytkintä, vaan se on sisäisesti varustettu NMOS-kytkimellä, jota kytketään vakio kytkentätaajuudella 1,6 MHz. LM3405A virranohjaus perustuu Fixed Frequency Peak CMC, jossa siis muuntajan ulostulojännitettä ohjataan kelavirran huippuarvon mukaan vakio taajuudella. Kolmen ledin kuormalla sekä 350 ma kuormavirralla hyötysuhteeksi datalehdellä luvataan 14 voltin sisääntulolla 91 prosenttia sekä 18 voltilla 89 prosenttia. Tutkitaan kuvan 29 avulla tarkemmin piirin portteja sekä toimintaa. [22]

46 + Kuva 29 LM3405 toiminnallinen lohkokaavio [22, s.7] LM3405A:ssa on kuusi porttia: BOOST, GND, FB, EN/DIM, VIN sekä SW. Portti numero yksi on BOOST. BOOST portin kautta piirin sisäinen NMOS-kytkin saa hilajännitteensä. Ulostulo Ohjaus Logiikan pulssisuhteen sanelemana Ohjain kytkee NMOS-kytkintä päälle ja pois hilajännitteellä, joka muodostuu porttien BOOST sekä SW välisestä jännite-erosta kondensaattorin C3 ylitse olevasta jännitteestä. Kytkimen päällä olon aikana tulee BOOST portin jännitteen V boost olla ainakin 2,5 volttia suurempi kuin SW portin jännite V sw. V boost ja V sw välinen jännite-ero ei kuitenkaan saa ylittää 5,5 volttia. LM3405A datalehdellä on esitettynä neljä erilaista tapaa muodostaa tarvittava v boost ja näistä on valittu kuvan 29 tapainen kytkentä, jossa D3 zener diodi toimii shunt-piirinä. Shunt-piirinä toimiva D3 ylläpitää zener jännitteensä miinus D2 yli tapahtuvan jännitteen suuruisen jännitetason BOOST portissa ja tästä syystä D3 valitaan niin, että kyseisen zener diodin zener-jännite olisi 5 voltin luokkaa. Kondensaattorin C5 tehtävä on ylläpitää tasaista V boost jännitettä sekä vastuksen R1 avulla mitoitetaan riittävä virta D3:lle sekä BOOST porttiin. Datalehden suosittelema virta on 1mA. [22] Portti numero kaksi on yksinkertaisesti piirin maa eli GND. Kolmas on FB ja sen kautta piiri saa takaisinkytkentäinformaation kuormavirran I LED mitoitusta varten, täysin vastaavanlaisesti kuin TPS61165 tapauksessa. FB portin saama jännitehäviötiedon sekä vastuksen R set avulla voidaan kuormavirta I LED mitoittaa kaavan (33) mukaisesti: I = (33) V FB syötetään piirin sisäisesti toteutetun differentiaalivahvistimen negatiiviseen sisääntuloon, positiivisen sisääntulon ollessa kytkettynä sisäiseen jännitereferenssiin V REF. Differentiaalivahvistin vahvistaa näiden sisääntulojen välisen erotuksen ja tulos

47 V c syötetään PWM-ohjaus logiikalle. V c signaalille syötetään myös sisäisesti kompensointia, jotta vältyttäisiin epästabilisuudelta. PWM-ohjauksen lisäksi V FB jännitehäviötä verrataan Yli-virta komparaattorissa 0,328 voltin jännitereferenssiin (60 prosenttia isompi kuin v REF ). Tällä toimenpiteellä on tarkoitus välttyä virtapiikeiltä ja niinpä komparaattorin ulostulo on suoraan kytkettynä ulostulon ohjauslogiikkaan, joka saadessaan käskyn sulkee välittömästi NMOS-kytkimen suojatakseen sovellusta virhetilanteelta (tässä tapauksessa suurelta kuormavirralta). [22] Neljäs portti on EN/DIM eli ENABLE sekä DIMMING. Kytkemällä yli 1,8 voltin suuruinen jännite porttiin piiri aktivoituu päälle, vaihtoehtoisesti kytkemällä alle 0,4 voltin suuruinen jännite piiri sulkeutuu. Yksinkertaisin tapa aktivoida LM3405A on kytkeä EN/DIM portti suoraan piirin sisääntulojännitteeseen V IN. Tällöin piiri aktivoituu päälle aina kun piirin sisääntulojännite aktivoituu. EN/DIM porttiin voidaan tuoda ulkoinen PWM-signaali, jonka taajuuden sekä pulssisuhteen määräämänä kuorman ledivirtaa voidaan pulssittaa mitoitetun kuormavirran sekä nolla ampeerin väliltä. Toisin sanoen kuorman ledien tuottamaa valoa voidaan himmentää. [22] Viides portti on V IN eli piirin sisääntulojännite. Sisääntulojännitteen toimintaalue on 3 22 volttia. Viimeisenä porttina on SW, joka nimensä (engl. switch) on kytkemisportti ja se tulee kytkeä kelaan sekä diodiin D1, jonka kautta kela purkautuu kytkimen ollessa suljettuna. [22] 8.2. LM3405 virranohjaus LM3405A käyttää kelavirran huippuarvoon pohjautuvaa virranohjausmenetelmää vakio kytkentätaajuudella (Fixed Frequency Peak CMC) niin kuin TPS61165. Periaate on täysin sama kuin kappaleessa 7.2 esitelty teoria TPS61165:n tapauksessa. Ohjausmenetelmä muodostuu kahdesta ohjaussilmukasta V c sekä V s, joiden arvoja piirin sisäinen PWM-komparaattori vertailee. PWM-komparaattorin ulostulon mukaisesti Ulostulon Ohjaus Logiikka muuttaa pulssisuhdettaan D, jolla ohjataan NMOS-kytkimen hilajännitettä eli kytketään kytkintä päälle ja pois. [22] V c signaali muodostuu differentiaalivahvistimen ulostulosta. Differentiaalivahvistimen sisääntuloissa vertaillaan R set vastuksen jännitehäviötä, joka on verrannollinen kuormassa kulkevaan virtaan sekä piirin sisäistä jännitereferenssiä V REF. Näiden sisääntulojen välinen ero vahvistetaan ja syötetään sisäisen kompensoinnin kautta PWM-komparaattorin negatiiviseen sisääntuloon. [22] V s signaali muodostuu kompensointi signaalin V ramp sekä virtasensorilta saatavan jännitetiedon summasta ja se on kytkettynä PWM-komparaattorin positiiviseen sisääntuloon. Virtasensorilta saatava jännitetieto muodostuu vastuksen R sensori ylitse olevasta jännitteestä ja koska kyseinen vastus on sijoitettu sisääntulojännitteen sekä NMOS kytkimen väliin, on sen läpi kulkeva virta suoraan verrannollinen kelan läpi

48 kulkevaan virtaan. R sensorin ylitse oleva jännite on siis suhteutettuna kelan lävitse kulkevaan virtaan. [22] 8.3. Mitoitus Käydään seuraavaksi läpi tärkeimpien komponenttien mitoitukset käytettäessä LM3405A buck-hakkuria kelavirran jatkuvassa johtotilassa. Mitoitusta varten pitää tiedossa olla kolme asiaa: Sisääntulojännitteen minimi V IN(min) sekä maksimi V IN(max) arvot, sovelluksen vaatima maksimi ulostulojännite V out(max) sekä ulostulovirran maksimi I out(max). Mitoituksen tärkein komponentti on energiavarastona toimiva kela. Muita oleellisia komponentteja ovat diodit, kuormavirran asetusvastus R set sekä sisääntulo- ja ulostulokondensaattorit. [23, s.1] 8.3.1. kela Kelan mitoitusta varten pitää ensimmäiseksi määrittää buck-hakkurin tapauksessa minimi pulssisuhde D min. Buck-hakkurille voidaan kaavasta (32) määrittää ulostulojännitteen suhde sisääntulojännitteeseen: V = V D = D (59) Häviölliselle järjestelmälle kaavaan (34) lisätään hyötysuhde ja sijoittamalla kyseiseen määritykseen kaavan (59) määritykset saadaan lopputulokseksi kaava (60): =ƞ= = D =ƞ D= ƞ = ƞ (60) Kaavasta (60) voidaan määrittää minimi pulssisuhde D min, joka tarkoittaa sitä, että buckhakkuri on toiminta-alueensa äärirajoilla. Minimi pulssisuhde eli mahdollisimman lyhyt latausajanjakso tarkoittaa sitä, että tällöin purkautumisajanjakso on maksimissaan. Kelasta otetaan pisin mahdollinen aika energiaa ilman, että kela saa sisääntulosta lisää latausenergiaa. Maksimi purkautumisajanjako eli T off saavutetaan silloin, kun sisääntulojännite on maksimissaan. Ulostulojännitteen ollessa myös maksimissa tarkoittaa tämä, että purkuvaiheessa pitää kelasta saada mahdollisimman suuri energiamäärä. Näiden kahden kriteerin lisäksi, kun mitoitus tehdään vielä datalehdeltä saadun alimman hyötysuhteen avulla, voidaan minimi pulssisuhde D min määrittää: D = ƞ (61) Valaisimen 2 teholähteenä käytetään laboratorion teholähdettä ja sisääntulojännitteen vaihtelu väliksi on valittu 14 18 volttia. Hyötysuhteen minimiksi on arvioitu LM3405A datalehdeltä 0,90. Ulostulojännitteen maksimi V OUT(max) muodostuu

49 kuormana olevien kolmen ledin kynnysjännitteiden maksimaalisesta summasta eli 10,5 volttia. Sijoitetaan arvot kaavaan (61): D =,, = 0,525 (62) Kelan mitoitus tulee tehdä maksimi kelavirralla. TPS61165 eli boost-hakkurin tapauksessa mitoitus piti tehdä kelan latausajanjakson aikana maksimi sisääntulo virran I IN(max) avulla. LM3405 tapauksessa kelan lävitse kulkeva maksimi virta tapahtuu sen purkautumisajanjakson aikana ja se on verrannollinen kuormavirtaan I out. Näin ollen kelan induktanssin L mitoitus tehdään kaavan (30) avulla: I = V V I R dt = V V I R (30) Kelassa indusoituu jännite V L, kun kelan lävitse kulkeva virta muuttuu kaavan (14) mukaisesti. Purkuvaiheessa tarvittava indusoituva jännite tulee olla kuormajännitteen V out suuruinen ja sen aiheuttaa kelavirta I L(toff), joka on kuormavirran I out(max) suuruinen. Mitoittaessa kelaa tulee kuitenkin huomioida kelavirran aaltoisuus, joka arvioidaan ±35 % suuruiseksi kuormavirrasta I out(max). Mitoitusta varten jätetään myös huomioimatta diodin ylitse tapahtuva jännitehäviö V D sekä kelan sarjaresistanssin häviö R L kaavasta (30). Näin ollen kaavassa (30) kelassa indusoituva jännite tulee olla V out(max) suuruinen kuormavirran maksimi aaltoisuudella: V = L (63) Kaavassa (63) di L(Toff) voidaan korvata kuormavirran aaltoisuuden arviolla 0,35 x I out(max), dt voidaan korvata T off(max) eli (1-D (min) )/f s. Sijoitettaessa kyseiset määritykset kaavaan (63) ja ratkaistaessa induktanssin L suuruus saadaan kaava (64): L =, =,,,,, = 2,544 10 H 25μH (64) Määritetään seuraavaksi saturaatiovirta, joka valitun kelan, sisäisen kytkimen sekä ulkoisen diodin tulee kestää. Arvioidaan saturaatiovirta 20 % suuremmaksi kuin maksimi kelavirta, johon on vielä lisättynä kelavirran aaltoisuuden puolikas: I = 1,2 I 1 + = 1,2 0,350A 1,15 = 0,483A (65) Viimeisenä kelan valinnan kriteerinä on DCR:n suuruus. Arvioidaan, että kelassa tapahtuvat tehohäviöt ovat 2-3 prosentin luokkaa kokonaistehosta. 3 prosentin kelahäviölle voidaan käyttää kaavaa (44):

50 P = 0,03 V = 0,03 10,5 0,350 = 0,110 (44) Arvioidaan edelleen, että kelan tehohäviöt jakautuvat 80 20 % suhteella resistiivisiksi ja ytimen häviöiksi. Näin ollen voidaan määrittää, että kelan DCR häviöiden tulee olla alle: [5] DCR <,,, DCR < = 0,718Ω 720mΩ (66), Valitaan TDK valmistama kela, jonka induktanssi on 27 µh, saturaatiovirta 480 milliampeeria ja DCR 496 mω. [24] 8.3.2. Diodi D1 Mitoitetaan ensin Diodi D1 kuvasta 29. D1 johtaa silloin, kun NMOS-kytkin sulkeutuu ja näin mahdollistaa johtamisellaan kelavirralle kulkureitin. D1 kytkentätaajuus tulee siis olla suurempi kuin piirin sisäinen kytkentätaajuus 1,6 MHZ sekä tehohäviöiden minimoimiseksi tulee diodin ylitse oleva jännitehäviö olla mahdollisimman pieni. Näiden kahden kriteerin perusteella perinteistä PN-liitostyyppistä diodia parempi valinta on Schottky diodi. Seuraavana pitää varmistaa diodin estosuuntainen jännitekesto, jonka tulee olla vähintään maksimi käyttöjännitteen plus marginaali jännitepiikeille suuruinen. Valitaan 20 % marginaali: V = 1,2 V = 1,2 18V = 21,6V (67) Diodin tulee kestää myös sen läpi kulkeva virta pahimmassa tapauksessa. Buck-hakkurin tapauksessa pahin rasitus saavutetaan jälleen NMOS-kytkimen sulkeuduttua, eli toisin sanoen kelan purkautumisvaiheessa. Purkautumisajanjakson maksimi saavutetaan, kun latausajanjakso on minimissään eli kaavan (62) mukaisella minimipulssisuhteella. Purkautumisvaiheessa diodin D1 lävitse kulkeva virta on: I = I T = I 1 D = 0,350A 1 0,525 = 0,166A (68) 0,166A on siis D1 minimi virrankesto, mutta valittaessa diodia tulisi sen virrankeston olla ainakin kaksi kertaa niin suuri kuin laskennalla saatu virrankesto. Diodin tehonkesto pitää myös varmistaa. Diodin teholuokitus määritetään myös pahimmassa mahdollisessa tapauksessa eli silloin kun kela purkautuu: P = I 1 D V

51 = 0,350A 1 0,525 0,5V = 0,083W = 80mW (69) Kaavassa (69) V diodi tarkoittaa diodin myötäsuuntaista jännitehäviötä. [18] Valitaan Fairchild Semiconductorin valmistama SS13 schottky diodi, jonka estosuuntainen jännitekesto on 20 volttia, maksimi myötäsuuntainen jännitehäviö 500 millivolttia sekä myötäsuuntainen virrankesto 1 ampeeria. [25] 8.3.3. Boost diodi D2 Valitaan yksinkertaisesti pienen kynnysjännitteen ja nopean kytkemisnopeuden omaava Multicomp:n valmistama schottky diodi, jonka kynnysjännite on 400 millivolttia ja virran kesto 300 milliampeeria. [26] 8.3.4. Boost kondensaattori C3 Boost kondensaattoriksi C3 kelpaa LM3405 datalehden mukaan 0,01 µf keraaminen kondensaattori, jonka jännitekesto on 6,7 volttia. [22] 8.3.5. Shunt-piiri D3, C5 ja R2 Shunt-piirin diodiksi D3 tulee valita zener diodi, jonka zener-jännite on 5 voltin luokkaa, jotta saavutetaan haluttu jännitetaso V BOOST ja V SW porttien välille. Valitaan DIODES INC. valmistama BZX84C4V7 zener diodi, jonka zener-jännite on tyypilliseltä arvoltaan 4,7 volttia. [27] Zener diodin rinnalle kytketään kondensaattori C5, jonka tarkoitus on ylläpitää shunt-piirin jännite vakaana. Valitaan Muratan valmistava keraaminen kondensaattori, jonka jännitekesto on 25 volttia sekä kapasitanssi 100 nf. [28] Vastuksen R2 tehtävänä on antaa zener diodille sekä BOOST portille niiden tarvitsema virta. Zener-virraksi riittää 1mA. BOOST portille kulkeva virta on 3,6 ma maksimi V boost V sw arvolla eli 5,5 voltilla. LM3405 datalehdellä R2 mitoitus on tehty 50 % marginaalilla 3,6 ma virrasta. Eli ensin pitää laskea BOOST portille menevä maksimi virta tällä 50 % marginaalilla: [22, s.10] I = 1,5 3,6mA = 5,4mA (70) Tämän jälkeen vastuksen R2 arvo voidaan määrittää: R = = =, = 2031Ω 2kΩ (71) Lasketaan vielä vastuksen tehonkesto: P = R I + I = 2031Ω 1mA + 5,4mA = 0,083W (72) Valitaan vastukseksi Bourns valmistama vastus, jonka resistanssi on 2kΩ ja tehonkesto 250mW. [29]

52 8.3.6. Kuormavirran mitoitus Kuormavirran mitoitus tapahtuu kaavan (33) mukaisesti ulkoisen vastuksen R set avulla. Kuormavirraksi I OUT mitoitetaan ledien vaatima 350mA, jonka jännitehäviö V FB vastuksen R set ylitse tulee olla 205mV. 205mV on piirin sisäisesti toteutettu jännitereferenssi V REF jota siis kuvan 29 differentiaalivahvistin vertaa V FB :n arvoon. [22, s.11] I = R = = = 0,585Ω (73) Tämän lisäksi pitää vielä laskea vastuksen tehonkesto kaavan (47) avulla: P = R I = 0,585Ω 0,350A = 0,071W (74) Tarjolla olevien vastusten valikoimasta valitaan Panasonic:in valmistama vastus, jonka resistanssi on 0,56Ω, tehonkesto 0,250 W sekä toleranssi 1 %. [18] 8.3.7. Ulostulokondensaattori C2 Ulostulokondensaattorin tehtävä on suodattaa ulostulojännitteen aaltoisuutta. Ulostulokondensaattorin arvo riippuu ledien dynaamisesta resistanssista R D, halutusta kuormavirrasta I OUT sekä sen sallitusta aaltoisuudesta I OUT. Ulostulokondensaattorin mitoitusta varten pitää tehdä samat laskennat kuin osiossa 7.3.4. Eli ensin määritetään ledien ylitse vaikuttava maksimi jänniteaaltoisuus V p-p, joka määritetään kaavan (48) avulla. Kaavaa (48) varten pitää määrittää kuorman kokonaisdynaaminen resistanssi, jonka määrittely löytyy kaavasta (49). Valaisin 2 käyttää samoja ledejä kuin valaisin 1, joten kaavalla (53) saatua ledien dynaamista resistanssia R D voidaan käyttää suoraan myös valaisimen 2 mitoituksessa. Lasketaan R D, R set sekä kolmen ledin muodostaman kuorman kokonaisdynaaminen resistanssi: R = 3 1,1Ω + 0,585Ω = 3,885Ω (75) LM3405 datalehti kertoo, että kuormavirran aaltoisuudeksi voidaan saavuttaa alle 1 %. Näin ollen ulostulokondensaattorin sekä ledien ylitse vaikuttava maksimi jännitteenaaltoisuus voidaan määrittää: V = 0,01 3,885 = 0,0389V (76) Oletetaan, että ulostulokondensaattori purkautuu vakiovirralla, jonka suuruus on haluttu 350mA ja pahimmassa tapauksessa purkautuminen tapahtuu maksimi purkautumisajanjakson ajan, eli toisin sanoen (1-D min ). Kondensaattorin purkuvirran määrittelyn (56) avulla lasketaan kondensaattorin kapasitanssi C kaavasta (57) korvaamalla D (max) (1-D min ):lla.

53 C = = =,, = 2,67μF (77),, Kaavassa (77) ei ole kuitenkaan otettu huomioon kapasitanssin laskua DC Bias vuoksi. Tutkimalla kuvaa 30 nähdään, että 10µF keraamisen kondensaattorin todellinen kapasitanssi 10,5 V ulostulojännitteellä on noin 4,9 µf. Kuva 30 Kondensaattorin GRM31CR61E106KA12L DC bias kuvaaja [21] Voidaan vielä kaavan (77) avulla tarkistaa kuinka suuren arvon ulostulojännitteen maksimiaaltoisuus saa ulostulokondensaattorin arvolla 4,9 µf: V = = =,,,, μ = 0,021V (78) Kuten kaavasta (78) nähdään lopputulos 0,021V ulostulojännitteen aaltoisuus on pienempi kuin kaavalla (76) määritetty vaadittava 0,039V aaltoisuus. Valitaan ulostuloon TDK valmistama keraaminen 10 µf 25 V kondensaattori. [21] 8.3.8. Ulostulokondensaattori C4 C4 on hyödyllinen erityisesti käytettäessä PWM-ohjausta ledien kirkkauden säätämiseksi. Vaikka PWM-ohjaus ei olisi käytössä, auttaa C4 suodattamaan osan kelalta tulevasta virran aaltoisuudesta, millä on siis suora vaikutus ledien läpi kulkevaan virran aaltoisuuteen. C4 mitoitus voidaan tehdä vastaavanlaisesti kuin C2, joten valitaan C4 kondensaattoriksi sama 10 µf 25 V. [22] 8.3.9. Sisääntulokondensaattori CIN Sisääntulokondensaattorin päätehtävä on estää sisääntulojännitteen notkahdukset, jotka syntyvät jännitepiikeistä vaihdettaessa kytkimen tilaa. LM3405 datalehti suosittelee 10 µf keraamista kondensaattoria. Katsotaan tästä huolimatta laskennallisesti kuinka suurta

54 kondensaattoria valaisin 2 tarvitsisi. Määrittelyn (56) ja (57) avulla voidaan määrittää minimi kapasitanssi sisääntulokondensaattorille. Kaavan maksimi jänniteaaltoisuus V p-p korvataan halutulla sisääntulojännitteen aaltoisuudella V in(p-p), joka halutaan 1 % suuruiseksi maksimi sisääntulojännitteestä. Kaava (57) voidaan kirjoittaa sisääntulokondensaattorin kapasitanssin määrittämiseksi muotoon: C = =, = 0,577μF (79),,, Jälleen pitää kondensaattorin lopullisessa valinnassa huomioida DC bias. Valitaan TDK valmistama 10 µf 25 V keraaminen kondensaattori, jonka dc bias kuvaajasta 30 nähdään, että sisääntulojännitteen maksimi arvolla 18V kapasitanssia on vielä riittävästi 2,7 µf verran. [21] 8.4. Kytkentäkaavio Kytkentäkaavio on piirretty PadsLogic ohjelman versiolla 10,5. Kytkennän piirtämisessä käytettiin apuna työssä läpi käytyä teoriaa sekä ohjeistuksia LM3450 datalehdeltä. Piirin kytkentä löytyy Liitteestä 4. 8.5. Layout Hakkuriteholähde sovelluksissa layout suunnittelulla on todella merkittävä vaikutus lopullisen laitteen toimivuuteen. Tärkeimmät suunnittelussa huomioitavat komponentit ovat sisääntulokondensaattori C IN sekä diodi D1. Näiden komponenttien tulisi olla fyysisesti mahdollisimman liki toisiaan, sekä niiden maatasojen tulisi olla myös mahdollisimman liki toisiaan ja kytkettyinä ainakin kahdella läpiviennillä piirin maatasoon. Tämän lisäksi molemmat komponentit tulisi sijoittaa mahdollisimman lähelle hakkuripiiriä. [22, s.17] Seuraavaksi tärkeimpänä pitäisi suunnittelussa huomioida ulostulokondensaattorin C2 maataso, joka tulisi olla mahdollisimman lähellä C IN sekä D1 maatasoa. [22, s.17] Takaisinkytkentälinja tulisi reitittää poispäin häiriölähteistä kuten kelasta sekä D1. Vedonpituus pitäisi pyrkiä pitämään myös mahdollisimman lyhyenä. Takaisinkytkentälinjan virranasetusvastus R set tulisi sijoittaa mahdollisimman lähelle hakkuripiiriä niin, että vastuksen maataso olisi myös mahdollisimman lähellä piirin maatasoa. [22, s.17] Sisääntulolinja V IN, ulostulolinja V out sekä kytkentälinja SW tulisi kaikki reitittää mahdollisimman lyhyinä sekä leveinä kuparivetoina. V out linja, joka kytketään kuorman ledien anodeihin, tulisi myös reitittää poispäin kelasta. [22, s.17] Loput komponentit tulisi sijoittaa mahdollisuuksien mukaan mahdollisimman lähelle hakkuripiiriä. Layout on piirretty Pads Layout ohjelmiston versiolla 10,5. Kuvat löytyvät liitteestä 5. [22, s.17]

55 9. MITTAUKSET JA VERTAILU PIIRI- VALMISTAJIEN ARVOIHIN Mittauspöytäkirja löytyy liitteestä 7. Mittaukset suoritettiin Tampereen Teknillisen Yliopiston laboratoriossa käyttäen saatavilla olevia mittalaitteita. Mittausten tarkoitus oli selvittää molempien laitteiden hyötysuhteet niille suunnitelluilla toiminta-alueilla, ja verrata näitä tuloksia valmistajan antamiin arvoihin. Teholähteenä käytettiin molemmille laitteille laboratoriosta löytyvää teholähdettä, jonka rinnalle kytkettiin yleismittari kertomaan tarkka sisääntulojännite V IN. Laboratorion teholähteen virtaraja asetettiin 1,5 A, välttyäkseen mahdollisilta laitteiden virhetiloilta ja niiden aiheuttamilta vaurioilta. Laitteet toimivat kuitenkin niin kuin pitikin, eikä kummankaan tapauksessa virtaraja lauennut. Sisääntulovirta mitoitettiin niin, että yleismittari kytkettiin virranmittaustilassa laitteiden sisääntulon kanssa sarjaan, jolloin yleismittarin kautta kulki laitteille menevä virta. Ulostulojännite määritettiin molemmille laitteille suoraan ulostulokondensaattorien yli olevana jännitteenä. Ulostulovirran suoraa ampeeri lukemaa ei pystytty mittaamaan, mutta mittaamalla jännitettä virranmittausvastuksen R SET ylitse voidaan kyseinen virta määrittää ohmin lain ja kaavan (33) mukaisesti. Taulukossa 1 on valaisimen 1 hyötysuhteiden arvot mittauspöytäkirjan tuloksilla ja taulukossa 2 valaisimen 2. V IN [V] I IN [A] V OUT [V] I OUT =V RSET /R SET [A] ƞ=p OUT /P IN 4,11 1,068 9,32 0,376 0,80 5,05 0,786 9,40 0,376 0,89 6,03 0,625 9,29 0,376 0,93 7,04 0,523 9,30 0,376 0,95 Taulukko 1 Valaisimen 1 hyötysuhteen arvot mittauspöytäkirjan tuloksilla V IN [V] I IN [A] V OUT [V] I OUT =V RSET /R SET [A] ƞ=p OUT /P IN 14,10 0,268 9,33 0,368 0,91 15,00 0,256 9,37 0,368 0,90 16,00 0,244 9,36 0,368 0,88 17,05 0,229 9,31 0,368 0,88 18,00 0,217 9,30 0,368 0,87 Taulukko 2 Valaisimen 2 hyötysuhteen arvot mittauspöytäkirjan tuloksilla Verrataan taulukoiden 1 ja 2 hyötysuhteita molempien laitteiden hakkuripiirien datalehden ilmoittamiin arvoihin. Kuvassa 31 on TPS61165 eli valaisimen 1 hakkuripiirin ilmoittama hyötysuhde käyrästö. Vertaamalla arvoja nähdään, että

56 valaisimen todelliset hyötysuhteet ovat hyvin lähellä valmistajan antamia arvoja, kun sisääntulojännite on ylitse 5 volttia. Hyötysuhteet yli 5 voltin sisääntuloilla ovat datalehdellä luvatun 90 prosentin tuntumassa. Kuvan 31 käyrästöstä ei valitettavasti ole saatavilla vertausarvoa 4 voltin sisääntulolle, jolla rakennetussa laitteessa hyötysuhde oli selvästi alhaisin 0,80. Kuva 31 Valaisimen 1 hakkuripiirin TPS61165 hyötysuhteen kuvaaja eri kuormavirroilla kolmen LED:n muodostamalla kuormakytkennällä [12, s.5] Kuvassa 32 on valaisimen 2 hakkuripiirin LM3405 hyötysuhteen käyrästö kolmen ledin kuormalle eri sisääntulojännitteillä. Vertaamalla kuvaajan 32 arvoja taulukon 2 hyötysuhteisiin nähdään, että todelliset mitatut hyötysuhde arvot ovat muutaman prosenttiyksikön pienempiä kuin valmistajan lupaamat arvot.

Kuva 32 Laitteen 2 hakkuripiirin LM3405 hyötysuhteen kuvaaja eri sisääntulojännitteillä kolmen LED:n muodostamalla kuormakytkennällä sekä 350 ma kuormavirralla [22, s.5] 57

58 10. YHTEENVETO Tämän diplomityön tarkoitus oli perehtyä syvällisemmin boost- sekä buckhakkuriteholähteiden teoriaan sekä niiden mitoitukseen. Alkuun käytiin läpi taustalla vaikuttavia teholedien ominaisuuksista aiheutuvia vaatimuksia teholähteelle sekä tutkittiin erilaisia teholähde vaihtoehtoja. Teorian myötä tuli kuitenkin selväksi, että teholedit vaativat monimutkaisempia teholähteitä hakkuriteholähteitä. Boost- sekä buck-tyyppisten teholähteiden teorian lävitse käyminen antoi jo syvällisempää ymmärrystä kuinka kyseiset topologiat toimivat, minkä jälkeen olikin aika siirtyä käytännön sovelluksiin. Työssä suunniteltiin itse kaksi erilaista valaisin laitetta, joiden teholähteinä käytettiin boost- sekä buck-tyyppisiä hakkuriteholähteitä. Tämän jälkeen oli aika perehtyä kuinka kyseiset käytännön laitteet sovelsivat aiemmin läpi käytyä teoriaa. Molempien laitteiden komponentit ja niiden arvot mitoitettiin teorian avulla, eikä siis juurikaan käytetty valmistajien valmiiksi antamia arvoja. Lopullisena vaiheena oli laitteiden kytkeminen päälle ja mittauksien suorittaminen. Mittauksien tarkoitus oli todentaa laitteiden oikeanlainen toiminta sekä verrata hyötysuhteita valmistajien antamiin arvoihin. 10.1. Valaisimen 1 lopputarkastelu Jotta saadaan selville valaisimen 1 kaltaisen boost-hakkurin kriittisimmät mitoituskriteerit ja arvot tulee tarkastelut suorittaa osion 7.3.1 mukaisesti: määritetään maksimi pulssisuhde, maksimi sisääntulovirta ja arvioidaan huonoin mahdollinen hyötysuhde. Teorian perusteella huonoin mahdollinen hyötysuhde tultaisiin saavuttamaan, kun sisääntulojännite olisi pienin mahdollinen, sisääntulovirta suurin mahdollinen sekä ulostulojännite suurin mahdollinen. Tutkimalla taulukon 1 arvoja nähdään teorian väittämä todeksi. Pienimmällä sisääntulojännitteellä 4 volttia, sisääntulovirta oli suurin 1,068 A ja hyötysuhteeksi saatiin huonoin arvo 0,80. Mainittavaa on, että ledien ylitse oleva kokonaisjännitehäviö oli 9,32 volttia, joka oli pienempi kuin mitoituksessa käytetty datalehden kynnysjännitteiden maksimien summana saatu 10,5 volttia. Näiden arvojen eron pääasiallinen syy on se, että laitetta ei pidetty päällä niin kauan, että ledit olisivat ehtineet lämmetä erityisen paljon. Tutkitaan kaavan (1) avulla kynnysjännitteen suhdetta ledin lämpötilaan: = 1 (1)

59 Tarkastelua varten voidaan kaavasta (1) huomioida, että normaaliolosuhteissa ledin ollessa myötäsuuntaan biasoitu voidaan määrittää: [30, s.2] (80) Näin olleen kaavan (80) määrityksen avulla voidaan kaava (1) sieventää muotoon: = (81) Ratkaistaan kaavasta (81) ledin myötäsuuntaisen jännitteen V F lauseke: = ln (82) Kaavasta (82) nähdäänkin, että ledin myötäsuuntainen jännite on suoraan verrannollinen myös ledin lämpötilaan. 10.2. Valaisimen 2 lopputarkastelu Selvittääkseen valaisimen 2 kaltaisen buck-hakkurin kriittisimmät mitoituskriteerit ja arvot tulee tarkastelut suorittaa osion 8.3.1 mukaisesti: määritetään minimi pulssisuhde, maksimi kelavirta ja arvioidaan huonoin mahdollinen hyötysuhde. Teorian perusteella huonoin mahdollinen hyötysuhde saavutetaan, kun sisääntulo- ja ulostulojännitteet sekä kelavirta ovat mahdollisimman suuret. Taulukon 2 arvot näyttävät teorian todeksi. Suurimmalla sisääntulojännitteellä 18 volttia on valaisimella 2 kaikkein huonoin hyötysuhde 0,87. Valaisimen 1 tapaan jälleen ledien kynnysjännitteet pysyivät verrattavinkin tasaisina, koska lämpötilat eivät päässeet nousemaan korkeiksi. 10.3. Kelan valinnan vaikutus Energiavarastona toimivan kelan induktanssi vaikuttaa muuntajan tasapainotilaan, eli pienellä induktanssilla voi kelavirta laskea arvoon nolla, jolloin on siirrytty ei-jatkuvaan johtotilaan. Ei-jatkuvassa johtotilassa sisääntulovirran aaltoisuus on suurempaa sekä ulostulovirta ja kokonaishyötysuhde laskevat. Suuri induktanssisten kelojen huono puoli on hinta, joka varmasti ratkaisee kaupallisissa tuotteissa, sekä fyysinen koko. Osiossa 7.3.1 käytiin lävitse yksityiskohtainen kelan mitoitus valaisimen 1 hakkuriteholähdettä varten, ja laskennallisesti saatiin kelan induktanssin arvoksi 7 µh. Lopulliseen laitteeseen kytkettiin 10 µh kela. Induktanssi arvoissa on aina hyvä muistaa ±20 % toleranssi. Valaisimen 1 hakkuripiirin datalehti suosittelee kelan arvoiksi 10 22 µh ja kertoo, että useimmissa sovelluksissa käyttämällä 22 µh arvoa saatiin paras

60 mahdollinen hyötysuhde sovellukselle. Pyrittäessä kohti parempaa hyötysuhdetta valaisimella 1 erityisesti sen minimi sisääntulojännitteellä, eräs varteen otettava ratkaisu olisikin kasvattaa kelan induktanssin arvoa kohti 22 µh. Valaisimen 2 tapauksessa laskennallisesti saatu kelan induktanssi oli 25 µh, joka osuu arvoltaan aika hyvin myös hakkuripiirin datalehdeltä saatavaan arvioon. Lopulliseen laitteeseen tuli kytketyksi 27 µh kela. Valaisimen 1 tapaan kuitenkin, hyötysuhdetta voitaisiin mahdollisesti saada paremmaksi kasvattamalla induktanssin arvoa esimerkiksi 30 µh. 10.4. Laitteiden viimeistely Tämän diplomityön valaisimet 1 ja 2 molemmat suunniteltiin sekä niiden ominaisuudet rajattiin sellaisiksi, että teorian läpikäynti olisi johdonmukaista eikä toisaalta liian monimutkaista. Hyvä esimerkki tästä on, että laitteiden toiminta-tila rajattiin johtavaan kelavirran tilaan. Jos kuitenkin työssä käytyä teoriaa ja laitteita lähdettäisiin jatkojalostamaan kaupallisiksi tuotteiksi, niin ratkaiseviksi asioiksi muodostuisivat varmasti: laitteiden fyysinen koko, komponenttivalinnat ja kokonaishyötysuhde sekä tietysti hinta. Molemmat valaisimet ovat käytännössä kädessä pidettäviä sovelluksia ja yksi mahdollinen kaupallinen sovellus olisi vaikka suunnistajan tai pyöräilijän otsalamppu. Tällöin varmasti yksi merkittävä suunnittelukriteeri olisi valaisimien fyysinen koko. Molempien valaisimien layoutia pystytään varmasti optimoimaan huomattavasti pienempään kokoluokkaan ja mainittakoon, että tässä työssä layoutia ei varsinaisesti yritetty optimoida missään vaiheessa mahdollisimman pieneksi, vaan melkeinpä tarkoituksella jätettiin ns. liikkumavaraa mahdollisia komponenttivaihdoksia sekä mittalaitteiden mittapäitä ajatellen. Layoutia pienentäessä pitää kuitenkin huomioida kuumenevat komponentit kuten kela ja ledit ja niiden etäisyys muihin komponentteihin. Komponenttivalinnoissa kaupallisessa ratkaisussa yksi tärkeimmistä on hinta ja saatavuus, mutta myös valmistajan luotettavuus sekä yritysten väliset suhteet ovat merkittäviä. Tässä työssä komponenttivalintojen tärkein kriteeri oli saatavuus ja tarkemmin sanottuna saatavuus samalta toimittajalta Farnell. Kaupallisessa ratkaisussa valaisimille tulisi varmasti asetetuksi tarkka kokonaishyötysuhde, joka niiden täytyy saavuttaa normaalissa toimintatilassaan. Varmistuakseen tarkasta kokonaishyötysuhteesta pitäisi valaisimille suorittaa reaaliaikaisia sisääntulo- sekä ulostulotehon mittauksia. Näillä mittauksilla saataisiin todelliset sisääntulo- ja ulostulojännitteiden sekä virtojen aaltoisuudet selville. Näitä aaltoisuuksia lähdettäisiin sitten korjaamaan optimoimalla esimerkiksi kelan induktanssia sekä sisääntulo- ja ulostulokondensaattoreiden kapasitansseja. Esimerkiksi kasvattamalla kelan induktanssia pystytään vaikuttamaan suoraan kuormavirran aaltoisuuteen, mutta samalla myös komponentti kustannukset sekä fyysinen koko nousevat. Valinnassa joudutaan siis lopulta tekemään eräänlainen kompromissi hinnan, koon ja hyötysuhteen suhteen.

Hyötysuhteiden lisäksi tulisi laitteiden valontuotto sekä toimintalämpötilat mittauttaa. Molempiin laitteisiin on liitettynä teholedien piirilevyn vastakkaiselle puolelle hyvin yksinkertaiset lämpönielut (engl. heatsink), mutta mittaamalla pitkäaikaiskäytössä ledisirujen lämpötilaa varmistuttaisiin ovatko kyseiset lämpönielut riittävät. Liiallisella lämpenemisellä on suorat vaikutukset ledien valontuottoon sekä elinkaareen. Kuvat lopullisista valaisimista 1 ja 2 löytyvät liitteistä 3 sekä 6. 61

62 Liite 1 Valaisimen 1 kytkentäkaavio:

63 Liite 2 Valaisimen 1 Layout yläpuoli (huom. peilikuva valotusta varten): Valaisimen 1 Layout alapuoli:

64 Liite 3 Valaisimen 1 yläpuoli: Valaisimen 1 alapuoli:

65 Liite 4 Valaisimen 2 kytkentäkaavio:

66 Liite 5 Valaisimen 2 Layout yläpuoli (huom. peilikuva valotusta varten): Valaisimen 2 Layout alapuoli:

67 Liite 6 Valaisimen 2 yläpuoli: Valaisimen 2 alapuoli:

68 Liite 7 Mittauspöytäkirja 10.7.2014 Laite 1: V IN = 4,11V I IN = 1,047A V OUT = 9,32V V RSET = 0,211V V IN = 5,05V I IN = 0,786A V OUT = 9,40V V RSET = 0,211V V IN = 6,03V I IN = 0,625A V OUT = 9,29V V RSET = 0,211V V IN = 7,04V I IN = 0,523A V OUT = 9,30V V RSET = 0,211V Laite 2: V IN = 14,10V I IN = 0,268A V OUT = 9,33V V RSET = 0,206V V IN = 15,00V I IN = 0,256A V OUT = 9,37V V RSET = 0,206V V IN = 16,00V I IN = 0,244A V OUT = 9,36V V RSET = 0,206V V IN = 17,05V I IN = 0,229A V OUT = 9,31V V RSET = 0,206V V IN = 18,00V I IN = 0,217A V OUT = 9,30V V RSET = 0,206V

69 LÄHTEET [1] S. T. Tan, X. W. Sun, H. V. Demir, S. P. DenBaars. Advances in the LED Materials and Architectures for Energy-Saving Solid-State Lighting Toward Lighting Revolution. IEEE Photonics Journal Volume 4, Number 2, April 2012. Saatavissa: http://ieeexplore.ieee.org/stamp/stamp.jsp?tp=&arnumber=6327352 [2] Storey, N. Electronics. A systems approach. 2 nd Edition. Addison- Wesley longman Ltd 1998. [3] Liu, T., Wang, S., Song, S. & Ai, Y. 2010. Research on High-Efficiency Driving Technology for High Power LED Lighting. Power and Energy Engineering Conference (APPEEC), 2010 Asia-Pacific. pp. 1 4. Saatavissa: http://ieeexplore.ieee.org/xpl/freeabs_all.jsp?arnumber=5449123 [4] Multicomp 1W High Power LED [verkkodokumentti]. [viitattu 25.6.2014]. Saatavissa: http://www.farnell.com/datasheets/1636580.pdf [5] Winder, S. Power Supplies for LED Driving. Elsevier Inc. 2008. [6] Franco, S. Design with operational amplifiers and analog integrated circuits. Third Edition. The McGraw-Hill Companies Inc. 2002. [7] Wikström, K. Tarkkaa ohjausta teholedeille. Prosessori tammikuu 1-2/2010 s. 26 28. [8] Linear and Switching Voltage Regulator Fundamental Part 1 [verkkodokumentti] [viitattu 01.01.2014]. Saatavissa: http://www.ti.com/lit/an/snva558/snva558.pdf [9] Understanding Boost Power Stages in Switchmode Power Supplies [verkkodokumentti] [Viitattu 02.01.2014]. Saatavissa: http://www.ti.com/lit/an/slva061/slva061.pdf [10] Mohan, N., Undeland, T. M., Robbins, W. P. Power Electronics. Converters, Applications, and Design. Second Edition. John Wiley & Sons, Inc. 1995 [11] Understanding Buck Power Stages in Switchmode Power Supplies. [verkkodokumentti] [viitattu 28.01.2014]. Saatavissa: http://www.ti.com/lit/an/slva057/slva057.pdf [12] TPS61165 [verkkodokumentti] [viitattu 02.01.2014]. Saatavissa: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tps61165.pdf [13] Dixon, L.H. Current-Mode Control of Switching Power Supplies [verkkodokumentti] [viitattu 20.02.2014]. Saatavissa: http://www.ti.com/lit/ml/slup075/slup075.pdf

[14] Practical Feedback Loop Analysis for Current-Mode Boost Converter. [verkkodokumentti] [viitattu 25.02.2014]. Saatavissa: http://www.ti.com/lit/an/slva636/slva636.pdf [15] Basic Calculation of a Boost Converter's Power Stage. [verkkodokumentti] [viitattu 01.03.2014]. Saatavissa: http://www.ti.com/lit/an/slva372c/slva372c.pdf [16] CLF6045 SMD Power Inductor. [verkkodokumentti] [viitattu 03.05.2014]. Saatavissa: http://www.farnell.com/datasheets/1751337.pdf [17] MBR0540T1G Schottky Barrier Rectifier. [verkkodokumentti] [viitattu 03.05.2014]. Saatavissa: http://www.farnell.com/datasheets/1596369.pdf [18] Panasonic Thick Film Chip Resistors. [verkkodokumentti] [viitattu 5.06.2014]. Saatavissa: http://www.farnell.com/datasheets/391509.pdf [19] AN-1656 Design Challenges of Switching LED Drivers. [verkkodokumentti] [viitattu 02.03.2014]. Saatavissa: http://www.ti.com/lit/an/snva253a/snva253a.pdf [20] The voltage characteristics of electrostatic capacitance. [verkkodokumentti] [viitattu 01.04.2014]. Saatavissa: http://www.murata.com/products/emicon_fun/2012/11/cap_en28.html?page=1 [21] Murata kondensaattori valitsin työkalu [verkkosovellus] [viitattu 01.04.2014]. Saatavissa: http://ds.murata.co.jp/software/simsurfing/en-us/ [22] LM3405A [verkkodokumentti] [viitattu 20.03.2014]. Saatavissa: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm3405a.pdf [23] Basic Calculation of a Buck Converter's Power Stage. [verkkodokumentti] [viitattu 20.03.2014]. Saatavissa: http://www.google.fi/url?sa=t&rct=j&q=&esrc=s&source=web&cd=1&ved=0 CC8QFjAA&url=http%3A%2F%2Fwww.deyisupport.com%2Fcfsfile.ashx%2F key%2fcommunityserver-discussions-componentsfiles%2f24%2f4152.ti_2d00_basic-calculation-of-a-buck- Converter_2700_s-Power- Stage.PDF&ei=RhVgU6L4LsOSywOo7IFY&usg=AFQjCNESt7co5Td6j53Vp nrkwmfyynb1eq&bvm=bv.65397613,d.bgq&cad=rjt [24] TDK SMD Inductors(Coils) For Power Line(Wound, Magnetic Shielded). [verkkodokumentti] [viitattu 14.05.2014]. Saatavissa: http://www.farnell.com/datasheets/321084.pdf [25] Fairchild Semiconductor SS12 - S100 Schottky Rectifier. [verkkodokumentti] [viitattu 16.05.2014]. Saatavissa: http://www.farnell.com/datasheets/1766303.pdf [26] CDIL SILICON PLANAR SCHOTTKY DIODES. [verkkodokumentti] [viitattu 16.05.2014]. Saatavissa: 70

http://fi.farnell.com/multicomp/tbat54a/diode-schottky-dual/dp/9207163 [27] Diodes Inc. BZX84C2V4 - BZX84C51 350mW SURFACE MOUNT ZENER DIODE. [verkkodokumentti] [viitattu 16.05.2014]. Saatavissa: http://www.diodes.com/datasheets/ds18001.pdf [28] Murata Capacitor data sheet GRM31C5C1E104JA01. [verkkodokumentti] [viitattu 16.05.2014]. Saatavissa: http://www.farnell.com/datasheets/1747478.pdf [29] Bourns CR0603/CR0805/CR1206 - Chip Resistors. [verkkodokumentti] [viitattu 14.05.2014]. Saatavissa: http://www.farnell.com/datasheets/691949.pdf [30] Tao, X. Modeling of Junction Temperature and Forward Voltage of LED Devices With Externally Measurable Variables. [verkkodokumentti] [viitattu 01.07.2014]. Saatavissa: http://ieeexplore.ieee.org/stamp/stamp.jsp?tp=&arnumber=6342246 71