KIMMO SOROSUO TEHOLEDIEN HAKKURITEHOLÄHTEET Diplomityö
II TIIVISTELMÄ TAMPEREEN TEKNILLINEN YLIOPISTO Automaatiotekniikan koulutusohjelma SOROSUO, KIMMO: Teholedien hakkuriteholähteet Diplomityö, 71 sivua Elokuu 2014 Pääaine: Elektroniikka Laitesuunnittelu Tarkastaja: Professori Karri Palovuori Avainsanat: LED, teholedit, ohjauselektroniikka, boost, buck, hakkuriteholähde Teholedien valontuotto perustuu elektroluminesenssiprosessiin, jossa ne myötäsuuntaan biasoituina tuottavat säteilyä, jolla on tietty taajuus. Teholedien ydin on puolijohteille tyypillinen PN-liitos, jonka virta-jännite suhde ei ole lineaarinen vaan eksponentiaalinen. Pienelläkin teholedin myötäsuuntaisen jännitteen vaihtelulla saadaan merkittäviä muutoksia aikaan ledin läpi kulkevaan virtaan. Virranmuutos edelleen vaikuttaa suoranaisesti ledin tuottamaan valovirtaan eli valon kirkkauteen. Jotta saadaan aikaiseksi teholedeillä valmistettu valonlähde, joka valaisee tasaisesti tietyllä kirkkaudella, pitää teholedeille syöttää vakiovirtaa. Tarvitaan ohjauselektroniikkaa. Jänniteregulaattori on yksinkertainen tapa tuottaa vakiovirtaa. Jänniteregulaattorin toiminta perustuu siihen, että se lähtöjännitteellään biasoi kuormassa olevaa teholedia saamansa takaisinkytkentä informaation sanelemana. Takaisinkytkentä informaatio saadaan jännitehäviö tietona ledin kanssa sarjaan kytketyltä sarjavastukselta. Jänniteregulaattori pyrkii pitämään kyseisen jännitehäviön vakiona, koska jännitehäviön ollessa vakio on myös ohmin lain mukaisesti kuormassa kulkeva virtakin vakio. Jänniteregulaattoreita ovat esimerkiksi lineaarinen regulaattori sekä hakkuri-tyyppinen regulaattori. Hakkuri-tyyppisistä regulaattoreista yleisimmät ovat jännitettä nostava boosthakkuri, jännitettä laskeva buck-hakkuri sekä näiden yhdistelmä buck-boost. Kaikkien toiminta kuitenkin pohjautuu siihen, että kuinka ulostulohaaran energiavarastona toimivaa kelaa kytketään ohjauksen toimesta. Kaupallisia hakkuripiirejä on lukuisia tarjolla ja oikean piirin valinnassa pitää ottaa eri asioita huomioon. Valitun piirin toimintaan ja mitoitukseen tulee perehtyä oman laitteen suunnittelussa. Sovelluksen todellinen toimivuus tulee varmistaa erinäisten mittausten ja laskennallisten operaatioiden kuten hyötysuhteen tukemana.
III ALKUSANAT Tämä diplomityö on tehty Tampereen teknillisessä yliopistossa (TTY). Työn tarkoituksena oli tehdä kirjallinen selvitys teholedeistä ja niiden ohjauselektroniikasta sekä käytännön töiden avulla verrata teoriaa reaalimaailman sovelluksiin. Luvut Teholedit, Ledienohjaus ja Jänniteregulaattori esittelevät teholedien ominaisuuksia ja kertovat teorian keinoin miksi teholedit tarvitsevat ohjauselektroniikkaa. Luvuissa Boost-hakkuri sekä Buck-hakkuri käydään kyseisten hakkureiden teoria yksityiskohtaisesti lävitse. Luvut valaisin 1 ja valaisin 2 esittelevät käytettävät ohjauspiirit, kuinka niiden ohjaukset toimivat ja lopulta käyvät yksityiskohtaisesti lävitse sovellusten komponenttien mitoitukset. Luvussa Mittaukset ja vertailu piirivalmistajien arvoihin tutkitaan mitattujen arvojen vastaavuutta valmistajien antamiin arvoihin. Viimeinen luku on Yhteenveto, jossa analysoidaan valmistettujen laitteiden mittauksia sekä esitellään kuinka laitteiden viimeistely etenisi seuraavaksi. Kiitän työni tarkastajaa Karri Palovuorta ystävällisestä ja avuliaasta työni ohjaamisesta ja tarkastamisesta. Kiitän myös Petra Peltosta kaikesta avusta ja eteenpäin kannustamisesta. Kiitos myös veljelleni Markulle urheilun tuomasta ilosta. Suurimmat kiitokset kuitenkin kuuluvat vanhemmilleni, jotka antoivat horjumatonta tukea ja uskoa siihen, että tämäkin päivä vielä koittaisi jolloin diplomityö saatetaan päätökseen. Haluankin omistaa diplomityöni rakkaan isäni Seppo Sorosuon muistolle. Naantalissa, 25.08.2014 Kimmo Sorosuo Parkinraitti 4 C 29, 21110 NAANTALI kimmo.sorosuo@student.tut.fi
IV SISÄLLYS 1. Johdanto... 1 2. Teholedit... 2 2.1. PN- liitos ja elektroluminenssi... 2 2.2. Ominaispiirteitä... 4 3. Ledienohjaus... 7 3.1. Passiivinen virranohjaus... 7 3.2. Aktiivinen virranohjaus... 8 3.3. Vakiovirtalähde virtapeilillä... 10 4. Jänniteregulaattori... 12 4.1. Lineaariregulaattorin toimintaperiaate... 13 5. BOOST-hakkuri... 16 5.1. Ajuripiirin valinta... 16 5.2. Boost-hakkurin toimintatilat... 16 5.3. Boost-hakkurin toimintaperiaate jatkuvassa kelavirran tilassa... 17 6. BUCK-hakkuri... 23 6.1. Buck-hakkurin toimintaperiaate jatkuvassa kelavirran tilassa... 23 7. Valaisin 1... 28 7.1. Ajuripiirin TPS61165 esittely... 28 7.2. TPS61165 virranohjauksen periaate... 31 7.2.1. Ohjaussilmukoiden kompensointi... 32 7.3. Mitoitus... 35 7.3.1. Kela... 35 7.3.2. Diodi... 38 7.3.3. Kuormavirran mitoitus... 38 7.3.4. Ulostulokondensaattori... 39 7.3.5. Sisääntulokondensaattori... 43 7.4. Kytkentäkaavio... 43
V 7.5. Layout... 44 8. Valaisin 2... 45 8.1. Ajuripiirin LM3405A esittely... 45 8.2. LM3405 virranohjaus... 47 8.3. Mitoitus... 48 8.3.1. kela... 48 8.3.2. Diodi D1... 50 8.3.3. Boost diodi D2... 51 8.3.4. Boost kondensaattori C3... 51 8.3.5. Shunt-piiri D3, C5 ja R2... 51 8.3.6. Kuormavirran mitoitus... 52 8.3.7. Ulostulokondensaattori C2... 52 8.3.8. Ulostulokondensaattori C4... 53 8.3.9. Sisääntulokondensaattori C IN... 53 8.4. Kytkentäkaavio... 54 8.5. Layout... 54 9. Mittaukset ja vertailu piirivalmistajien arvoihin... 55 10. Yhteenveto... 58 10.1. Valaisimen 1 lopputarkastelu... 58 10.2. Valaisimen 2 lopputarkastelu... 59 10.3. Kelan valinnan vaikutus... 59 10.4. Laitteiden viimeistely... 60 Liitteet... 62 Lähteet... 69
VI SYMBOLIT JA LYHENTEET LED Light emitting diode. Valoa tuottava diodi. SSL Solid-State Lighting. Tarkoittaa ledipohjaisia valaistusmenetelmiä. I Virta [A] 23 k Boltzmanin vakio. k = 1,38 10 [ J / K] q Elektronin varaus. q = 1,6 10 19 [ C]. R T V F V η puolijohde ESR EMI-häiriö DCR EMC PWM Fixed Frequency Peak CMC Resistanssi [Ω] Lämpötila [K] Forward voltage. Ledin myötäsuuntainen jännite Jännite [V] Puolijohdemateriaalista riippuva vakio. Equivalent Series Resistance. Mallintaa komponenttien kuten kondensaattorin, kelan, ledin epäideaalisuudesta johtuvaa resistanssia Electromagnetic interference, eli sähkömagneettinen häiriö Equivalent series resistance. Kelojen parasiittinen sarjaresistanssi Electromagnetic compatibility. Sähkömagneettisella yheensopivuudella tarkoitetaan elektronisen laitteen tai järjestelmän luotettavaa toimintaa sille tarkoitetussa tomintaympäristössä. Pulse width modulation. Pulssinleveys modulaatio on pulssitettua signaalia, jolla on tietty taajuus sekä pulssisuhde. Vakio taajudella tapahtuva virranohjaus, joka perustuu virran huippuarvoon
1 1. JOHDANTO Teholedeillä tarkoitetaan ledejä, joiden myötäsuuntainen jännite kerrottuna myötäsuuntaisella virralla, tehonkulutus, on yli wattien luokkaa. Teholedien valontuotto perustuu elektroluminesenssiin, jossa virtaohjattuna ne säteilevät fotoneita tietyllä taajuudella. Fotonien säteilymäärä on verrannollinen liitoksen läpi kulkevaan virtaan, mikä asettaa vaatimuksia kytkennälle. Vakio valontuotto vaatii vakiovirtaa. Yksinkertaisin ratkaisu olisi käyttää pelkkää sarjavastusta ledivirran asettamiseksi. Kyseinen menetelmä onkin riittävä, kun ledivirrat ovat kymmenien milliampeerien luokassa, mutta 350 ma sovelluksissa pelkästään vastuksessa syntyvät tehohäviöt ovat suurempia kuin itse ledeissä. Tehohäviöiden lisäksi on otettava huomioon käyttöjännitteiden vaihtelut sekä ledikomponenttien epäideaalisuudet eli muun muassa niiden kynnysjännitteiden vaihtelut. Ledien kynnysjännite on yleistynyt nimitys kuvaamaan ledien myötäsuuntaista jännitettä, jolla ledien lävitse kulkee merkittävä myötäsuuntainen virta. Teholedit tarvitsevat erillistä ohjauselektroniikkaa, jolla pystytään syöttämään vakiovirtaa. Ohjauselektroniikka topologioita on useita ja oikean valitsemiseksi pitää jo suunnitteluvaiheessa tehdä kartoitusta. Tavallisimmat topologiat ovat jännitettä nostava eli boost-tyyppinen, jännitettä laskeva eli buck-tyyppinen sekä näiden yhdistelmä buckboost. Työn tarkoituksena oli aluksi tutkia teoriaa miksi teholedit tarvitsevat ohjauselektroniikkaa ja mitä vaihtoehtoja näiden toteuttamiseksi on saatavilla. Teorian perusteella teholedi sovelluksissa tulee käyttää hakkuripohjaisia ratkaisuja ja näistä tutkitaan työssä boost sekä buck-tyyppisiä sovelluksia. Molempien hakkurityyppien teoria käydään lävitse yksityiskohtaisesti, minkä jälkeen esitellään molemmille kohdesovellukset Valaisin 1 sekä Valaisin 2, joiden energialähteinä kyseisiä hakkurisovelluksia käytetään. Valaisimien käyttämät hakkuripiirit esitellään ja syvennytään tarkemmin kuinka ohjaus on niissä toteutettu. Valaisimet mitoitetaan ja mitoituksen teoria esitellään. Laitteiden rakentamista varten suunnitellaan kytkentäkaaviot sekä layout. Rakentamisen jälkeen viimeisenä vaiheena on laitteiden testaus ja lopulta käytännön mittauksilla saatujen arvojen vertailu teoriassa esitettyihin arvoihin.
2 2. TEHOLEDIT Vuosisatojen saatossa keinovalo on ottanut valtavia kehitysaskelia lähtien kynttilöistä, kaasu- sekä kerosiinilampuista aina nykyajan hehku- sekä loisteputkilamppuihin. Kehityksen myötä valaistuksen kokonaiskäyttökustannukset ovat laskeneet, mutta samalla myös käyttömäärä on kasvanut rajusti. Rajusti kasvaneen käyttömäärän vuoksi voidaan sanoa, että hyvinvointivaltioissa ihminen on valveillaolon aikana koko ajan kymmenien 100 watin lamppujen läheisyydessä. Nykyaikana kulutetaan suuret määrät energiaa keinovalon luontiin ja esimerkiksi International Energy Agency (IEA) sekä Organization for Economic Co-operation and Development (OECD) vuoden 2006 raportin mukaan valaistus vastaa noin 19-prosenttia maailman sähkönkulutuksesta ja noin 6-prosenttia hiilipäästöistä. Keinovalon tehokkuuden ja siis energiansäästön kehittämisellä voidaan saavuttaa maailmanlaajuisesti mittavia rahallisia säästöjä sekä ilmastollisia saavutuksia. [1, s. 2 3] Leditekniikkaan perustuvasta valaistuksesta käytetään nimitystä Solid-state lighting (SSL), joka voi olla puolijohdepohjainen LED (light emitting diode), organic light emitting diode (OLED) tai polymer light emitting diode (PLED). SSL-pohjaisella valaistusmenetelmällä on saavutettavissa karkeasti sanottuna yli 50-prosentin energiasäästöä verrattuna yleisimpiin hehkulamppu- sekä loisteputkisovelluksiin. Mittavista energiasäästöistä huolimatta SSL-valaistustekniikka ei ole kuitenkaan vielä saavuttanut vallankumousta valaistusrintamalla. SSL-tekniikan hidasteina toimivat pääosin kustannukset ja photometriset sekä tekniset ominaisuudet. [1, s.3] Korkea hinta muodostuu pääosin vaadittavasta ohjauselektroniikasta sekä jäähdytyksestä. Photometrisillä ominaisuuksilla viitataan ledien tuottaman säteilyn spektrin kapeuteen verrattuna luonnollisen valon laajaan spektriin. Teknisistä ongelmista merkittävin on valontuoton tehokkuuden kuihtuminen (engl. luminous efficency droop). Tuottaakseen enemmän valosäteilyä, ledit tarvitsevat suuremman sirun jotta ne pystyvät kestämään korkeampaa sisääntulotehoa. Ongelmana on kuitenkin se, että mitä enemmän ledin kautta kulkee virtaa, sitä jyrkemmin valaistustehokkuus laskee, ja tätä ongelmaa kutsutaan valontuoton tehokkuuden kuihtumiseksi. Ymmärtääksemme tarkemmin ledien teknisiä ominaisuuksia pitää meidän selvittää ledien sisäistä rakennetta ja valon syntyä. [1, s.3] ] 2.1. PN- liitos ja elektroluminenssi Puolijohteiden, kuten diodin ja myös ledin, pääydin muodostuu p-tyypin ja n-tyypin puolijohdeaineiden yhdysrakenteesta. P-tyypin ja n-tyypin rakenne saavutetaan, kun
3 epäpuhtauksia lisätään puolijohdemateriaaliin. Kyseistä toimenpidettä kutsutaan seostamiseksi ja sen ideana on, että lisättävän epäpuhtauden valenssielektronien määrä on eri kuin puolijohteena käytetyn materiaalin ja yhdistymisen jälkeen ylimääräinen elektroni tai aukko jää vapaaksi varauksenkuljettajaksi. Esimerkiksi kun piitä, jolla on 4 valenssielektronia, seostetaan fosforilla, jolla on 5 valenssielektronia, yhdistyvät näiden atomien 4 valenssielektronia toisiinsa, mutta fosforin viides elektroni jää vapaaksi ja pystyy toimimaan varauksenkuljettajana. Seostettavasta epäpuhtaudesta kuten fosforista käytetään myös nimeä donor (engl. donor impurity), koska ne tuottavat ylimääräisen elektronin. On siis luotu n-tyypin puolijohde, jossa on vapaita elektroneja. Vastaavanlaisesti p-tyypin puolijohde muodostuu, kun epäpuhtaudella on vähemmän valenssielektroneja kuin puolijohdemateriaalilla, jolloin jää puute elektroneista eli syntyy aukkoja, jotka voivat vastaanottaa elektroneja läheisiltä atomeilta. P-tyypin alueen epäpuhtauksista käytetään nimitystä akseptori (engl. acceptor impurity). Kuvan 1 a-kohdassa on havainnollistettuna p- ja n-alueiden syntyminen. [2, s. 159 160] N-tyypin puolijohde voi siis luovuttaa elektroneja ja p-tyypin vastaanottaa niitä. Kun nämä kaksi puolijohdeainetta yhdistetään, saadaan PN-liitos. Kuvan 1 b-kohdassa on havainnollistettuna PN-liitoksen muodostuminen. Yhdistymisen jälkeen n-tyypin alueen vapaat elektronit diffusoituvat p-tyypin aukkojen kanssa ja samaan aikaan p- tyypin aukot kulkeutuvat n-tyypin alueelle yhdistyäkseen elektroneihin. Tämä jatkuva diffuusio ja yhdistyminen luovat p- ja n-tyypin alueiden välille niin kutsutun tyhjennysalueen, jossa erimerkkiset varaukset sijoittuvat hyvin lähelle toisiaan, mutta kokonaisvarausten liikehdintä puolelta toiselle pysähtyy. Erimerkkisten varausten sijainnin läheisyydestä syntyy sähkökenttä. Kyseinen sähkökenttä toimii potentiaalivallina, joka varaustenkuljettajien pitää ylittää, jotta ne voivat kulkea liitoksen läpi. Puhutaan ledille ominaisesta myötäsuuntaisesta kynnysjännitteestä. [2, s.160 161] Kuva 1 a) n-alueen sekä p-alueen muodostuminen b) PN-liitoksen muodostuminen [2, s.161]
4 Tuotaessa ledin p-tyypin puolelle kynnysjännitettä suurempi potentiaali ledi tulee myötäsuuntaan biasoiduksi eli n-tyypin alueen elektronit saavat riittävän potentiaalin, että ne pystyvät ylittämään tyhjennysalueen ja yhdistymään aukkoihin liitoksen toisella puolella. Jokainen elektronin ja aukon yhdistyminen muodostaa sähkömagneettista energiaa, joka säteilee fotonina tietyllä taajuudella. Kyseistä prosessia kutsutaan elektroluminesenssiksi, jossa syntyy ihmissilmälle näkyvää valoa, valon väri riippuu aallonpituudesta. Mitä enemmän elektronien ja aukkojen yhdistymisiä tapahtuu, sitä enemmän syntyy fotoneita. Varaustenkuljettajien liikehdinnän kasvaessa myös liitoksen läpi kulkeva virta kasvaa. Ledin kirkkaus muuttuu siis sen läpi kulkevan virran suhteen. [3, s.1 2] 2.2. Ominaispiirteitä Tutkitaan tarkemmin ledin jännite-virta suhdetta. Ledin ydin muodostuu edellä kuvatusta PN-liitoksesta, joten sen jännite-virta ominaisuudet ovat vastaavat kuin perinteisen diodin [3, s.1]. Ledin myötäsuuntaisen virran ja jännitteen suhdetta voidaan kuvata kaavan (1) avulla [2, s.163]. I = I exp 1 (1) ƞ Kaavassa (1) I on myötäsuuntainen virta, elektroninen varaus myötäsuuntainen jännite, Boltzmanin vakio 19 q = 1,6 10 C, V F on 23 k = 1,38 10 J / K, η on puolijohde vakio, joka riippuu käytettävästä puolijohdemateriaalista ja sen arvo liikkuu 1 ja 2 välillä, T on termodynaaminen lämpötila ja I S on estosuuntainen saturaatiovirta. Kyseessä on siis eksponentiaalinen käyrä ja tutkittaessa kaavaa (1) sekä kuvaa 2 lähemmin huomataan, että mikäli myötäsuuntaisessa virrassa tapahtuu muutos, niin ledin myötäsuuntainen jännite muuttuu myös. Tähän muutokseen pitää energiansyötön pystyä reagoimaan. Kuvassa 2 on työssä käytettävien Multicomp:in valmistamien sinisen aallonpituuden 1 watin teholedien datalehdeltä oleva kuvaaja virran ja myötäsuuntaisen jännitteen suhteesta.
5 Kuva 2 Työssä käytettävien MULTICOMP:in valmistamien ledien myötäsuuntaisen virran suhde jännitteeseen [4, s.3]. Virranmuutoksen vaikutusta ledin kirkkauteen voidaan tutkia kuvan 3 avulla. Kuva 3 todentaa aiemmin teorian pohjalla todetun tosiasian, että mitä enemmän aukkojen ja elektronien yhdistymisiä tapahtuu, sitä enemmän liitoksen läpi kulkee virtaa eli ledi säteilee kirkkaammin. Kuvasta 3 nähdään, että 350 ma suuruisella myötäsuuntaisella virralla saavutetaan noin 21 lumenin valontuotto, mikä on myös valmistajan ilmoittama tyypillinen arvo. Toisin sanoen 350 ma virralla saavutetaan 100 % suhteellinen valontuotto (engl Relative Luminous Flux).
6 Kuva 3 Työssä käytettävien Multicomp:in valmistamien ledien virranmuutoksen vaikutus valontuottoon. [4, s.3]. Saavuttaakseen tasaisen kirkkauden ledi vaatii vakiovirran. Vakiovirralla myös ledikuorman ylitse vallitseva jännitehäviö pysyy vakiona. Näin ollen onkin hyvin johdonmukaista, että teholedit vaativat erillisen ohjauselektroniikan itselleen.
7 3. LEDIENOHJAUS Kuten edellisessä kappaleessa kuvailtiin, elektroluminenssissa ledin ylitse tapahtuu jännitehäviö, joka aiheutuu siitä, että erimerkkiset varauksenkuljettajat tarvitsevat puolijohdemateriaalista riippuvan energiamäärän jotta ne pystyvät ylittämään sisäisen potentiaalivallin. Ledien tuottaman valon väri, eli toisin sanoen ledien tuottaman säteilyn aallonpituus, on riippuvainen käytettävistä puolijohdemateriaaleista. Puolijohdemateriaalien kynnysjännitteet poikkeavat toisistaan, eli eriväriset ledit vaativat erisuuruisia kynnysjännitteitä. Valmistustekniikoiden variaatioiden vuoksi samaa aallonpituutta eli väriä tuottavien ledien kynnysjännitteissä on myös eroja. [5, s.13] 3.1. Passiivinen virranohjaus Ledien toimintaa voidaan kuvailla vakio jännitekuormana, jolla on pieni sarjaresistanssi (engl. Equivalent Series Resistance, ESR). Jännitehäviö syntyy elektroluminenssi ilmiöön vaadittavasta kynnysjännitteestä sekä ESR aiheutuu tosiasiasta, että käytettävät puolijohdemateriaalit eivät ole ideaalisia johtimia vaan sisältävät aina pientä resistanssia. Vakio jännitekuorman ohjaaminen vakio jännitelähteellä on haastavaa, koska jännitelähteen ja ulostulon välinen jännite-ero muodostuu pelkästään ESR:n ylitse. ESR arvo on kuitenkin tyypillisesti arvoltaan pieni, joten siinä tapahtuva jännitehäviö on myös pieni. Tämä aiheuttaa sen, että pienikin sisääntulojännitteen taikka ulostulojännitteen vaihtelu aiheuttaa suuren muutoksen ledivirtaan. [5, s.17] Yksinkertainen tapa ohjata lediä on kasvattaa sarjavastuksen arvoa lisäämällä piiriin ulkoinen suuriarvoinen sarjaresistanssi, puhutaan passiivisesta virranohjauksesta. Kyseinen keino on erittäin yksinkertainen sekä halpa ja ratkaisultaan täysin toimiva ledeillä joiden ledivirrat ovat 10 50 ma luokkaa. Tehokkaimmilla ledeillä, joiden virrat ovat 350 ma ja sitä suurempia, tapahtuu sarjavastuksessa suuria tehohäviöitä sekä vastuksen lämpenemistä. Pelkän sarjavastuksen avulla on myös hyvin vaikeata kompensoida sisääntulo- ja ulostulojännitteiden sekä ledin kynnysjännitteen vaihteluita. Seuraavan esimerkin avulla voidaan havainnollistaa sarjavastusohjausmenetelmän heikkoutta. [5, s. 18 19] Käytössämme on akku, jonka nimellis-jännite on 13,5 volttia, mutta tämän esimerkin valossa asetetaan sen minimiksi 12 volttia sekä maksimiksi 16 volttia. Sovelluksessamme ohjataan kahta lediä, jotka ovat sarjassa. Ledien kynnysjännitteet vaihtelevat välillä 2,00 V 3,00 V @ 70 ma ledivirralla. Näin ollen kahden ledin ylitse tapahtuva jännitehäviö on tyypillisesti 5 V sekä sarjavastuksen yli pitää tapahtua 13,5 V 5 V eli 8,5 voltin jännitehäviö; tämä tarkoittaa, että ohmin lain avulla laskettuna
8 sarjavastuksen arvoksi saadaan 121,42 ohmia. Lähin standardi vastuksen arvo on 120 ohmia, joten valitaan se. Nyt voidaan tutkia ledivirtojen arvoja ja tarkastella kuinka kynnysjännitteiden sekä ulostulojännitteiden vaihtelut vaikuttavat ledivirran suuruuteen kaavojen (2) ja (3) avulla: I = _ _ =, = 0,05A = 50mA (2) I = _ _ =, = 0,1A = 100mA (3) I min sekä I max kuvaavat ledivirtaa, V IN piirin sisääntulojännitettä eli akkua, R sarja sarjaresistanssia sekä V F ledin kynnysjännitettä. Tuloksista nähdään, että ledejä ohjataan pahimmillaan 43 prosenttia liian suurella virralla tai alimmillaan 29 prosenttia aliteholla. Valaistussovelluksissa ledejä kytketään usein ledimatriiseiksi, eli ledejä kytketään useita kappaleita sarjaan ja näitä ledisarjoja kytketään toisten samanlaisten sarjojen kanssa rinnakkain. Matriisissa ledisarjojen ollessa rinnakkain niiden ylitse vaikuttaa myös sama ulostulojännite. Kuitenkin, ledien kynnysjännitteiden vaihtelut aiheuttavat, että ledisarjojen ylitse tapahtuvat kokonaisjännitehäviöt ovat erisuuria. Tämän seurauksena matriisin ledisarjojen läpikulkevat virrat eivät ole yhtä suuria. Kuten aiemmin todettiin, ledin virranvoimakkuudella on suora yhteys ledin kirkkauteen, joten matriisin ledit loistaisivat eri voimakkuuksilla. [5, s. 18 20] 3.2. Aktiivinen virranohjaus Sarjavastusta eli passiivista ohjausta käytettäessä edellä todetun esimerkin avulla nähtiin, että kyseinen menetelmä on todella huono kompensoimaan sisääntulojännitteen sekä ledien toleransseja. Tehokkaampi menetelmä on käyttää esimerkiksi FET:jä sekä takaisinkytkentää virranohjaukseen, puhutaan aktiivisesta virranohjauksesta. Aktiivinen virranohjaus muodostuu pääosin kolmesta elementistä: virranrajoitin kuten MOSFET tai BJT-transistori; virtasensori kuten virranmittaukseen tarkoitetut todella alhaisen ohmin vastukset; sekä takaisinkytkentä (vahvistuksella tai ilman), joka kuljettaa informaatiota virtasensorilta virranrajoittimeen kuvan 4 mukaisesti. [5, s. 20]
9 Kuva 4 Aktiivinen virranohjaus esitettynä lohkokaaviona [5, s.21] Yksinkertaisin virtarajoitin on sulkutyyppinen MOSFET (engl. depletion mode Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). MOSFET:llä on kolme terminaalia: nielu, hila sekä lähde (engl. drain, gate ja source). Nielun ja lähteen välistä kanavaa ohjataan hilalle tulevan jännitteen avulla. Sulkutyyppisellä MOSFET:llä nielun ja lähteen välinen kanava on johtavassa tilassa hilajännitteen ollessa nolla volttia. Sulkutyyppinen MOSFET lakkaa johtamasta, kun sen hilajännitteen potentiaali verrattuna lähdejännitteeseen laskee niin sanotun pinch-off jännitteen alapuolelle. [2, s. 182 185] Käytettäessä sulkutyyppistä MOSFET:a virtarajoittimena kytketään se kuvan 5 mukaisesti. Kuva 5 Sulkutyyppisen MOSFET:n käyttö virtarajoittimena [5, s.22]
10 MOSFET:n lähteen s kanssa on kytketty sarjaan vastus R, jonka ylitse tapahtuva jännitehäviö toimii takaisinkytkentä informaationa ja on suhteessa ohmin lain mukaisesti vastuksen läpi kulkevaan virtaan. MOSFET:n johtaessa nielun d ja lähteen s välillä kulkee virta I kuorma, joka kulkee myös vastuksen R läpi. Mitä suurempi virta kulkee MOSFET:n ja siis sarjavastuksen läpi, sitä suurempi jännitehäviö tapahtuu vastuksen ylitse. Tästä johtuen MOSFET:n lähteen jännitepotentiaali kasvaa virran myötä verrattuna hilalla olevaan jännitteeseen. Toisin sanoen, hilajännitteen potentiaali verrattuna lähteeseen laskee koko ajan, ja kun tämä potentiaaliero kasvaa tarvittavan suureksi eli saavuttaa MOSFET:n pinch-off jännitteen lakkaa MOSFET johtamasta. MOSFET toimii siis virranrajoittimena sarjavastuksena olevan virtasensorin avulla.[5, s.22] MOSFET-pohjaisen virtarajoittimen yksinkertaisuus on sen suurin etu verrattuna esimerkiksi hakkuripohjaisiin, joihin perehdymme myöhemmissä kappaleissa. Haittapuolena mainittakoon, että jälleen komponenttien toleranssit tuottavat ongelmia. MOSFET:ien pinch-off jännitteiden vaihdellessa -1,5 V ja 3,5 V välillä, virtarajoittimen tarkka mitoitus tulee mahdottomaksi. Kyseistä toleranssin ongelmaa vastaan on kehitetty integroituja piirejä, joissa on sisäinen jännitereferenssi, jonka mukaan ohjaus tapahtuu. [5, s.22] 3.3. Vakiovirtalähde virtapeilillä Koska ledit toimivat kuten vakio jännitekuorma, voidaan ne kytkeä suoraan virtalähteeseen. Yksinkertaisin menetelmä on käyttää virtapeiliä varsinkin, kun sovelluksessa on ledimatriiseja. Matriisin tavoitteena on, että ledien läpi kulkee sarakkeesta riippumatta samansuuruinen virta. Kuvassa 6 on yksinkertaistettu esimerkki kuinka kahdeksan ledin ledimatriisi voitaisiin kytkeä käyttämällä virtapeiliperiaatetta.
11 Kuva 6 Kahdeksan ledin muodostama ledimatriisi, jota ohjataan virtapeilillä [5, s.25] Virtapeilin idea perustuu siihen, että transistorien kannat sekä emitterit (engl. base = B ja emitter = E) yhdistetään toisiinsa ja tästä johtuen niillä on yhtä suuret kantaemitterijännitteet V BE. Kantaemitterijännitteiden ollessa yhtä suuret, transistorien kollektorivirrat ovat myös yhtä suuret. Jotta edellä mainitut yhtäläisyydet toteutuisivat, pitää transistorien olla identtisiä ominaisuuksiltaan. [2 s.288 289] Kuvassa 6 kollektorivirtoja on kuvattu I c1-c4 merkinnöillä ja niiden ollessa yhtä suuret ovat myös ledien lävitse kulkevat virrat yhtä suuret.
12 4. JÄNNITEREGULAATTORI Jänniteregulaattorin toiminta perustuu siihen, että se pyrkii pitämään ulostulojännitteensä vakiona. Aiemmin esiteltyjen MOSFET- ja BJT-pohjaisten ratkaisujen tapaan, jänniteregulaattori sovellukset sisältävät säätöelementin, joka takaisinkytkentä informaation avulla pyrkii pitämään ulostulonsa vakiona. Jänniteregulaattoreita on monia erilaisia, joista tutkimme lähemmin lineaarisia sekä hakkuripohjaisia. [6, s.500] Lineaariregulaattori on näistä kahdesta yksinkertaisempi. Se ohjaa jatkuvasti sisääntulon ja ulostulon välissä olevaa säätöelementtiä. Säätöelementti toimii toisin sanoen säätövastuksena. Hakkuriregulaattorit käyttävät säätöelementtiään kytkimenä, eli kyseistä säädintä kytketään kokonaan päälle ja pois. Eri kytkentätilojen aikana energiaa varastoidaan ja puretaan energiavarastona toimivaan komponenttiin kuten kelaan. Toimintaperiaatteiden johdosta lineaariregulaattorit ovat täysin EMI-häiriö (engl. electromagnetic interference) vapaita, mutta hyötysuhteeltaan huonompia kuin hakkuripohjaiset. Hakkuripohjaisilla jatkuva säätöelementin kytkeminen päälle ja pois aiheuttaa EMI-häiriöitä, jotka on suodatettava lisäkomponenttien avulla pois. [6, s.500] Kuvassa 7 on esimerkki kytkentä kuinka jänniteregulaattori valjastetaan käyttöön ledisovelluksessa. Kuvan 7 kytkennässä kuormassa käytetään ledin kanssa sarjassa olevaa virranmittausvastusta R FB, jonka ylitse olevaa jännitettä V FB, eli jännitehäviötä, regulaattori pyrkii pitämään vakiona. V FB on siis regulaattorin saama takaisinkytkentä informaatio, jonka perusteella se asettaa ulostulojännitettään V OUT pyrkiessään pitämään V FB :ta vakiona. V FB pysyessä vakiona sarjavastuksen sekä ledin läpi kulkeva virtakin I ledi on siis vakio ohmin lain mukaisesti. [7, s.27] Kuva 7 Jänniteregulaattorin toimintaperiaate ledisovelluksessa [7, s.27]
13 Lineaariregulaattoreista löytyy lukuisia valmiita piiri vaihtoehtoja, joista yksi tunnetuimmista on National Semiconductorin (nykyään Texas Instrumentin omistama) LM317, jota käytämme esimerkkinä perehtyessämme lineaariregulaattoreiden toimintaan. [6, s.525] 4.1. Lineaariregulaattorin toimintaperiaate LM317 on kolmi-terminaalinen säädettävä lineaariregulaattori, jonka ulostulojännitettä voidaan säätää 1,25 ja 37 voltin välille. Sen terminaalit ovat sisääntulo, ulostulo sekä ADJUST. ADJUST-terminaalia käytetään ulostulojännitteen asettamiseen ulkoisten vastusten avulla. Käydäksemme tarkemmin lävitse kuinka lineaariregulaattorilla virtaohjaus muodostuu, on kuvassa 8 piirrettynä LM317 yksinkertaistettu kytkentäkaavio, jossa kuormana on esimerkin vuoksi kaksi lediä: led1 ja led2. [8] Kuva 8 LM317:n yksinkertaistettu kytkentäkaavio kahden ledin kuormalla [8, s.3] Kuvaa 8 tutkimalla voidaan erotella ennestään tuttuja osia: Q2 ja Q3 muodostavat NPN-tyyppisen Darlington-kytkennän, joka toimii piirin aktiivisena säätöelimenä; Q1 NPN-tyyppinen transistori sekä Operaatiovahvistin muodostavat takaisinkytkentä linjan; vastukset R1 ja R2 ovat ulkoiset vastukset, jotka kytketään ADJUST-terminaaliin ja ne muodostavat takaisinkytkentäinformaation. Tutkitaan piirin toimintaa esimerkin avulla. [8, s.3] Kuvan 8 kuorman muodostavat LED1 sekä LED2. Oletetaan näiden ledien olevan identtiset, kynnysjännitteiden ollessa 5 volttia ledivirralla 350 ma. Eli toisin
14 sanoen kytkennän ulostulojännitteeksi muodostuu 10 volttia, joka on kuormana olevien ledien kynnysjännitteiden summa. Vastukset R1 ja R2 muodostavat jännitteenjaolla ulostulosta säätöarvon, joka syötetään operaatiovahvistimen negatiiviseen sisääntuloon, eli operaatiovahvistin on negatiivisesti takaisinkytketty. Operaatiovahvistimen positiivisessa sisääntulossa on kytkettynä LM317 piirin sisäinen referenssijännite, joka on muodostettuna bandgap-menetelmällä ja vastaa 1,25 volttia. [8] Negatiivisesti takaisinkytketty operaatiovahvistin pyrkii ulostulollaan saamaan sen negatiivisen sisääntulojännitteen (VN) seuraamaan sen positiivista sisääntulojännitettä (VP) [6, s.15]. Esimerkin valossa jätetään huomioimatta operaatiovahvistimen sisääntuloihin kulkeva virta, joka datalehden mukaan on 50 µa. Kuvan 9 avulla voidaan tutkia tarkemmin kuinka ulkoisten vastusten R1 ja R2 takaisinkytkentä informaatio muodostuu. Kuva 9 Yksinkertaistettu kytkentäkaavio LM317 ulostulosta tarkoituksenaan havainnollistaa vastusten R1 ja R2 toimintaperiaate ulostulojännitteen muodostuksessa [8] VN seuraa VP:tä, joten voidaan kirjoittaa: VN = VP = VREF (4) Operaatiovahvistimen sisääntuloihin ei kulje virtaa ja Ohmin lain avulla voidaan määrittää vastuksen R2 läpi kulkeva virta I: I = (5) Sama virta I kulkee myös vastuksen R1 lävitse:
15 Vout R1 I = VREF (6) Sijoitetaan kaavaan (6) I:n paikalle kaavan (5) tulos: Vout R1 = VREF Vout = 1 + VREF 1 = (7) Kaavasta (7) nähdään suoraan kuinka vastusten R1 ja R2 suhde vaikuttaa ulostuloon ja kytkennän mitoitus tapahtuu sijoittamalla kyseiseen kaavaan: 1 = 7 =, (8) Valitsemalla vastusten E12-sarjasta esimerkiksi R1 = 6,8kΩ ja R2 = 1kΩ saataisiin ulostulo mitoitettua esimerkkitapauksessamme. [6, s.31] Niin kauan kuin piirin ulostulojännite on alle 10 volttia, on myös operaatiovahvistimen VN-jännite pienempi kuin VP. Tällöin operaatiovahvistimen ulostulo on ylhäällä ja se biasoi kuvan 8 NPN-transistorin Q1. Q1 johtaessa kulkee sen kollektorin lävitse virtaa ja linja ajautuu piirin maapotentiaaliin. Tämän johdosta PNPtyyppisen transistorin Q4:n kantajännite laskee tarvittavan alas ja biasoituu se vuorostaan johtavaan tilaan, ja virtaa alkaa kulkea sen emitterin lävitse kollektorille ja aina NPN-transistorin Q2 kannalle. Q2 biasoituu ja samalla biasoi Q3:n. Q2 ja Q3 ollessa johtavassa tilassa piirin lävitse kulkee virta, joka on suoraan myös kuormassa oleville kahdelle ledille kulkeva virta I kuorma. [8] Piirin ulostulojännitteen saavuttaessa 10 volttia, saavuttaa myös VN VP:n. Tästä seuraa, että operaatiovahvistimen ulostulo ajautuu alas ja Q1 menee ei-johtavaan tilaan. Q1 sulkeutuessa Q4:n kantajännite ei ole enää kytköksissä maapotentiaaliin ja lakkaa sekin johtamasta. Q4 lakattua johtamasta eivät Q2 ja Q3 saa enää tarvittavaa biasointijännitettä ja sulkeutuvat nekin. Näin ollen piirin lävitse kulkevan virran suuruutta rajoitetaan saattamalla transistorit ei-johtavaan tilaan, jolloin transistorien lävitse kulkeva virta on hyvin pientä. [8] Lineaariregulaattori on hyvä ratkaisumalli sovelluksiin, joissa sisääntulo- ja ulostulojännitteiden ero on mahdollisimman pieni. Ongelmia kuitenkin syntyy heti, jos sisääntulojännite onkin pienempi kuin haluttu ulostulojännite, tällöin kytkentä ei enää toimisi. Huomioitavaa on myös, että ohjaava aktiivielementti (kuvassa 8 Q2,Q3) on transistori, jonka kautta piirin virta kulkee koko ajan, eli transistorissa tapahtuu koko ajan tehohäviötä. Voidaan sanoa, että se toimii säädettävänä vastuksena ja tapahtuva tehohäviö on suoraan transistorin läpi kulkeva virta kerrottuna transistorissa tapahtuvalla jännitehäviöllä. [5, s.37]
16 5. BOOST-HAKKURI Yleisimmät kolme hakkuriteholähde topologiaa ovat boost, buck sekä buck-boost. Topologioiden erottelu perustuu siihen, että kuinka kolme pääelementtiä, kytkin, kela sekä ulostulokondensaattori, ovat kytkettyinä. Varsinaisia valmiita hakkuriajuripiirejä on monelta valmistajalta tarjolla ja niiden ominaisuudetkin vaihtelevat yleiskäyttöisistä kädessä kannettavien laitteiden teholähteistä aina erittäin räätälöityihin verkkoon kytkettävien laitteiden teholähteisiin. Ajuripiirin valinta omaan sovellukseen on siis tärkeä prosessi, jotta teholähteellä on oikeat ominaisuudet. 5.1. Ajuripiirin valinta Ensimmäiseksi rajaus alkaa ajuripiirin topologiasta. Eli tarvitaanko boost, buck vai jokin näiden yhdistelmätyyppinen ajuripiiri. Boost-hakkurilla tarkoitetaan sovellusta, joka pystyy ajamaan ulostuloonsa sisääntuloaan korkeamman jännitteen. Buck-hakkuri on taas päinvastainen, sen sisääntulojännite leikataan pienemmäksi ulostulojännitteeksi. Topologian jälkeen tulee kartoittaa kohdesovelluksen teholuokkaa. Esimerkiksi sähköverkkoon kytkettävällä sovelluksella on aivan eri vaatimukset ajuripiirille kuin kädessä pidettävällä paristokäyttöisellä laitteella. Luonnollisesti näiden edellä mainittujen sovellusten väliltä löytyy hyvin paljon eri vaihtoehtoja. Topologian ja teholuokan kartoituksen jälkeen on jäljellä vielä muitakin oleellisia ominaisuuksia. Kaupallisten sovellusten tapauksessa erityisesti hinta on hyvin merkittävä. Tarvittavien ulkoisten komponenttien määrä vaihtelee eri ajuripiirien välillä. Saavutettava hyötysuhde on tärkeä ja sille on usein asiakkaalta asetetut vaatimukset. 5.2. Boost-hakkurin toimintatilat Boost-hakkuri (englanninkielisessä kirjallisuudessa käytetään myös nimitystä step-up converter) on nimensä mukaisesti tasavirta tasavirta muuntaja, jonka ulostulojännite on aina sisääntulojännitettä korkeampi. Hakkuriteholähteet voivat toimia jatkuvassa (engl. continuous) tai epäjatkuvassa (engl. discontinuous) kelavirran tilassa. Tasapainotilan jatkuvassa kelavirran tilassa kelavirta virtaa koko kytkentäjaksonajan ja sen kokonaismuutos pysyy muuttumattomana. Epäjatkuvuus tilassa kelavirta on nolla tietyn ajan verran kytkentäjaksonaikana; kelavirta alkaa nollasta, nousee huippuarvoon ja laskee takaisin nollaan jokaisella kytkentäjaksolla. Jatkuvan ja epäjatkuvan tilan taajuusvasteet poikkeavat toisistaan merkittävästi ja siksi suunnittelussa onkin varmistuttava, että teholähde pysyy samassa toimintatilassa. Diplomityössä
17 rakennettava valaisin 1 toimii vain jatkuvassa johtotilassa, jonka teoria osuus käydään seuraavaksi läpi. [9, s.2] 5.3. Boost-hakkurin toimintaperiaate jatkuvassa kelavirrantilassa Kuvassa 10 on kytkentäkaavio boost-hakkurin pelkistetylle teholähde osuudelle ilman kytkimen ohjauspiiriä. Piirin energiavarastona toimii kela L, joka purkautuu ja latautuu kytkimen K asennon mukaan. Ulostulon kuorma on mallinnettu yksinkertaistamisen vuoksi pelkkänä resistiivisenä kuormana, R. Kondensaattorin C out tehtävänä on tasapainottaa ulostulojännitteen aaltoisuutta. Diodin D tehtävä on eristää ulostulo sisääntulosta, jotta hajainduktanssit (engl, stray inductance) olisivat minimaaliset kuormassa. Kuva 10 Yksinkertaistettu Boost-hakkurin kytkentäkaavio [10, s.172] Käytävän teorian ehtona on, että tarkasteltava kohde toimii tasapainotilassa (engl. steady-state). Kyseinen tasapainotila oletus on hyvin yleinen analysoidessa elektroniikka ja varsinkin tehoelektroniikka piirejä. Tasapainotilassa piirin jännitteiden ja virtojen aaltomuodot toistuvat kokonaiskytkentäjakson T välein. Matemaattisesti tämä voidaan ilmoittaa jännitteen (9) ja virran funktioina (10) oheisesti: v t + T = v t (9) i t + T = i t (10) Missä t tarkoitetaan mitä ajanhetkeä tahansa, T on kokonaiskytkentäjakso.[10, s. 44 46]
18 Tasapainotilan mukaisesti kelajännitteen V L aaltomuodon tulee toistua kokonaiskytkentäjaksosta toiseen. Yhden kokonaiskytkentäjakson T aikana kelaan siirtyvä energia on täysin yhtä suuri kuin kelasta purkautuva energia. Eli integroimalla kelajännitteen lauseketta ajanhetkestä t on nolla kokonaiskytkentäjaksoon T, tulee kokonaismuutoksen olla nolla kaavan (11) mukaisesti: V dt = V dt + V dt = 0 (11) Kaavasta (11) nähdään, että kelajännitteen V L arvo tulee määrittää kahdelta eri ajanjaksolta: ajanhetkestä nolla kytkimen päälläolojakson loppuun sekä ajanhetkestä kun kytkin on juuri kytketty poispäältä kokonaisajanjakson loppuun. [10, s. 164 173] Lähdetään tutkimaan ensimmäistä ajanjaksoa. Kuvan 10 kytkimen K kytkeytyessä päälle diodi D tulee estosuuntaan biasoiduksi ja eristää näin ollen ulostulon kuvan 11 mukaisesti. Kytkimen (esimerkiksi MOSFET tai BJT-transistori) johtaessa ei kyseinen komponentti ole ideaalinen, vaan sillä on jokin tietty resistanssi ja siis sen ylitse tapahtuu jännitehäviötä. Kuvassa 11 tätä on mallinnettu vastuksella R K. Kelat eivät myöskään ole ideaalisia komponentteja ja niiden epäideaalisuuksia mallinnetaan ekvivalenttisena sarjavastuksena (ESR). Kuvassa 11 kelan sarjaresistanssia on mallinnettu R L :llä. [9] Kuva 11 Boost-hakkurin kytkentäkaavio kytkimen johtotilassa [9, s.3] Piirianalyysin ja kuvan 11 avulla voidaan kelajännite V L määrittää: V R I V R I = 0 V (12) V = V I R + R (13)
19 Kelan L ylitse vaikuttava jännite V L on verrattain vakiota, ja se alkaa ladata kelaa ja samalla kelavirta I L alkaa kasvaa lineaarisesti. Kelavirta I L kulkee sisääntulosta V IN kytkimen K kautta maihin. Kelajännitteen suhdetta induktanssiin ja kelavirtaan voidaan tutkia kaavan (14) avulla: = L = di = dt I = (14) Kaavassa (14) suuretta d IL kutsutaan kelan virranaaltoisuudeksi (engl inductor ripple current). Sijoitetaan kaavaan (14) piirianalyysilla saatu kelajännitteen lauseke (13) ja muodostetaan sen integraali ajanhetkestä nolla päälläolojakson loppuun (T on ): I = V I R + R dt = V I R + R (15) Koko kytkimen päälläolojakson ajan kuorma ottaa virtansa ulostulokondensaattorista C out. Tutkitaan seuraavaksi kaavan (11) jälkimmäistä ajanjaksoa. Kytkettäessä kytkin pois-päältä sulkeutuu kelavirran reitti maihin kytkimen kautta ja koska kelavirran suunta ei voi muuttua välittömästi on sen päästävä kulkemaan diodin D lävitse kytkimen K sijaan kohti kuormaa. Kelavirran I L purkautuminen kohti kuormaa aiheuttaa kelan L ylitse olevan jännitteen polariteetin muutoksen päinvastaiseksi niin kauaksi aikaa, jotta diodi D tulee biasoiduksi ja alkaa johtamaan. Kuvassa 12 piirin kytkin K on kytketty pois-päältä ja kuorma saa energiaa suoraan kelasta L sekä sisääntulosta V IN. V D tarkoittaa diodin ylitse tapahtuvaa jännitehäviötä. Kuva 12 Boost-hakkurin kytkentäkaavio kytkimen ollessa ei-johtavassa tilassa [9, s.3] Piirianalyysin ja kuvan 12 avulla voidaan kelajännite V L määrittää:
20 V I R V V V = 0 V (16) V = V Vout V I R (17) Oletetaan laskentaa varten, että ulostulokondensaattori C out on mitoitettu tarpeeksi suureksi, jotta sen jännite pysyy vakiona. C out pyrkii siis ottamaan kelavirrasta sen virranaaltoisuutta vastaavan osuuden I ripple, jonka osuus kokonaiskelavirrasta on hyvin pieni ja kyseisen I ripple virran keskiarvo kokonaiskytkentäjakson T aikana on nolla. Sijoitetaan kaavaan (14) piirianalyysilla saatu kelajännitteen VL lauseke (17) ja muodostetaan sen integraali ajanhetkestä T on kokonaiskytkentäjaksoon T. I = = (18) Boost-hakkurin toimiessa jatkuvassa tilassa voidaan kokonaiskytkentäjakso T ilmaista kaavan (19) avulla: [10, s.162] = + (19) Päälläolojakson T on suhdetta kokonaiskytkentäjaksoon T kutsutaan pulssisuhteeksi D kaavan (20) mukaisesti: [10, s.163] = T = DT (20) Kaavojen (19) ja (20) avulla voidaan edelleen määrittää T off lauseke ja ilmaista se pulssisuhteen avulla: = = = 1 (21) Viimeisenä vaiheena onkin sitten sijoittaa kaavat (15) sekä (18) tasapainotilan kaavaan (11) ja muodostaa ulostulojännitteen lauseke. Sieventämisessä on käytetty apuna kaavoja (20) ja (21): VL dt = T L V I R + R + V V V I R T = 0 L V T I R T I R T + V T V T V T I R T = 0
21 V T = V T + T I R T I R T V T I R T V = T + T V T I R T I R T V T T I R V = V I R 1 + T T V I R T T DT V = V I R 1 + T 1 D V DT I R T 1 D V = V I R (22) Hyvin yleisesti kirjallisuudessa käytetään kaavasta (22) yksinkertaistettua muotoa. Kytkimen K, diodin D sekä kelan sarjaresistanssin R L yli tapahtuvia jännitehäviöitä arvioidaan niin pieniksi, että niillä ei ole lopputuloksen kannalta merkitystä. Tällöin kaava (22) voidaan supistaa muotoon: V = (23) Kaavasta (23) nähdään boost hakkurin todellinen toiminta. Ulostulojännitettä voidaan suoraan säätää pulssisuhteella D, joka vaihtelee 0 1 välillä, ja näin ollen ulostulojännitteestä saavutetaan aina sisääntulojännitettä korkeampi arvo. Kuvaan 13 on lopuksi piirrettynä allekkain kelajännitteen V L sekä kelavirran I L aaltomuodot kytkimen päälläolo (T on ) sekä poispäältä (T off ) ajanjaksojen osalta. [8]
Kuva 13 Boost-hakkurin kelajännitteen V L sekä kelavirran I L aaltomuodot yhden kokonaiskytkentäjakson T aikana [10, s.173] 22
23 6. BUCK-HAKKURI Buck-hakkuri (englanninkielisessä kirjallisuudessa käytetään myös nimitystä step-down converter) on boost-hakkurille päinvastainen: sisääntulojännite on aina isompi kuin ulostulojännite. Työssä rakennettavassa valaisimessa 2 on teholähteenä käytössä buckhakkuri, joka on suunniteltu niin, että hakkuri toimii vain jatkuvassa kelavirran tilassa. [10, s.164] 6.1. Buck-hakkurin toimintaperiaate jatkuvassa kelavirrantilassa Kuvassa 14 on kytkentäkaavio buck-hakkurin pelkistetylle teholähde osuudelle ilman kytkimen ohjauspiiriä. Boost-hakkurin tapaan piiristä löytyvät tutut elementit: energiavarasto kela L, kuorma R, ulostulokondensaattori C out, kytkin K sekä diodi D. Piirin komponenttien tehtävät ovat täysin vastaavat kuin Boost-hakkurin tapauksessa. [10, s.164] Kuva 14 Yksinkertaistettu buck-hakkurin kytkentäkaavio [10, s.165] Selvittääksemme kuinka ulostulojännite V out riippuu sisääntulojännitteestä V IN sekä pulssisuhteesta D, käytetään kaavaa (11). Kaavaa (11) varten tulee määrittää kelajännitteen V L integraali hetkestä nolla kokonaiskytkentäjaksoon T. Tätä varten pitää piirin tarkastelu jakaa kahteen osaan kytkimen K asennon mukaan. Ensimmäisessä vaiheessa kuvan 14 kytkin K kytketään päälle, jolloin diodi D tulee estosuuntaan biasoiduksi ja näin ollen ulostulon kuormaan syötetään energiaa sisääntulosta V IN sekä
24 kelasta L kuvan 15 mukaisesti. Kytkentään on myös huomioitu komponenttien epäideaalisuudesta johtuvat jännitehäviöt. Kytkimen K johtaessa tapahtuu sen ylitse tietty jännitehäviö, joka esimerkiksi MOSFET:n tapauksessa muodostuu nielun ja lähteen välisestä resistanssista. Kytkimestä aiheutuva resistanssi on kuvassa 15 mallinnettu vastuksella R K. Kelan L sarjaresistanssi on mallinnettuna vastuksena R L. Kuva 15 Buck-hakkurin kytkentäkaavio kytkimen johtaessa [11, s.4] Piirianalyysin ja kuvan 15 avulla voidaan kelajännite V L määrittää: V I R + R V V = 0 V (24) V = V V I R + R (25) Kelan L ylitse vaikuttava jännite V L on verrattain vakiota ja se alkaa ladata kelaa ja samalla kelavirta I L alkaa kasvaa lineaarisesti. Kelavirta I L virtaa sisääntulosta V IN kytkimen K kautta ulostulokondensaattoriin C out ja kuormaan R. C out ottama I ripple kuvastaa kelavirran aaltoisuutta ja kokonaiskytkentäjakson aikana I ripplen keskiarvo on nolla. Laskentaa varten on oletettu että C out kapasitanssi on mitoitettu tarpeeksi suureksi, jotta sen ylitse oleva jännite pysyy vakiona. Sijoitetaan kaavaan (14) piirianalyysilla saatu kelajännitteen lauseke (25) ja muodostetaan sen integraali ajanhetkestä nolla päällä olo jakson loppuun T on : I = 1 L V V I R + R dt = V V I R + R (26) Kytkentäjakson seuraavassa vaiheessa kytkin K kytketään pois päältä, kelavirran I L kulkusuunta ei voi muuttua välittömästi, joten kytkimen sijasta virran on päästävä kulkemaan diodin D lävitse. Kelavirran I L lasku aiheuttaa kelan L ylitse olevan jännitteen polariteetin muutoksen päinvastaiseksi niin kauaksi aikaa jotta Diodi
25 biasoituu ja alkaa johtaa. Kelavirta I L virtaa maasta diodin D lävitse kohti ulostulokondensaattoria C out sekä kuormaa R. Tilannetta kuvaava kytkentäkaavio on esitettynä kuvassa 16. Kuva 16 Buck-hakkurin kytkentäkaavio kytkimen ollessa ei-johtavassa tilassa [11, s.4] Piirianalyysin ja kuvan 16 avulla voidaan kelajännite V L määrittää: V I R V V = 0 V (27) V = V V I R (28) Sijoitetaan kaavaan (14) piirianalyysilla saatu kelajännitteen V L lauseke (28) ja muodostetaan sen integraali ajanhetkestä T on kokonaiskytkentäjaksoon T. I = V V I R dt = V V I R (29) Sijoittamalla kaavan (21) mukainen T off määritys kaavaan (29) saadaan: I = V V I R dt = V V I R (30) Seuraavaksi sijoitetaan kaavat (26) ja (30) kaavaan (11) ja muodostetaan ulostulojännitteen V out lauseke. Sieventämisessä on käytetty apuna kaavoja (20) ja (21): V dt = T L V V I R + R + T L V V I R = 0 T V T V T I R T I R T V T V + T I R = 0
26 V T + T = T V T V I R T + T T I R V = T T + T V T T + T V I R T T + T I R V = V = T T V T + T I R V T + T I R DT DT + T 1 D V T 1 D I R DT + T 1 D V I R V = V I R D V 1 D I R (31) Hyvin yleisesti kirjallisuudessa käytetään kaavasta (31) yksinkertaistettua muotoa. Kytkimen K, diodin D sekä kelan L sarjaresistanssin R L yli tapahtuvia jännitehäviöitä arvioidaan niin pieniksi, että niillä ei ole lopputuloksen kannalta merkitystä. Tällöin kaava (31) supistuu muotoon (32): V = V D (32) Kaavasta (32) nähdään buck-hakkurin todellinen toiminta. Ulostulojännitettä V out voidaan suoraan säätää pulssisuhteella D, joka vaihtelee 0 1 välillä, ja näin ollen ulostulojännitteestä saavutetaan aina sisääntulojännitettä pienempi arvo. Kuvaan 17 on lopuksi piirrettynä allekkain Buck-hakkurin kelajännitteen V L sekä kelavirran I L aaltomuodot kytkimen päällä olo (T on ) sekä pois päältä (T off ) ajanjaksojen osalta.
Kuva 17 Buck-hakkurin kelajännitteen VL ja kelavirran IL aaltomuodot yhden kokonaiskytkentäjakson T aikana [10, s.166] 27
28 7. VALAISIN 1 Työssä rakennettava valaisin 1 on käytännön sovellus, jolla testataan kappaleessa 5 läpikäytyä boost-hakkurin teoriaa. Laitteen on tarkoitus olla kädessä pidettävä valaisin, jonka valontuotto saadaan kolmen ledin sarjakytkennästä. Käytettävät ledit ovat kappaleessa 2 esiteltyjä Multicomp:in valmistamia sinisen aallonpituuden 1 watin teholedejä. Energialähteenä laitteelle on käytössä laboratorion tasajännite teholähde. Suunnittelua varten on siis tiedossa kuorman vaatima teholuokka, asetettu ajuripiirin topologia sekä käytettävissä oleva energialähde. Seuraava vaihe onkin näiden kriteerien sanelemana etsiä sopiva ajuripiiri lukuisien eri valmistajien tarjonnasta. 7.1. Ajuripiirin TPS61165 esittely Valitessa ajuripiirin valmistajaa tärkeimmät valinta kriteerit olivat: mahdollisimman monipuoliset ja selkeät datalehdet, valmistajan tarjoamat mitoitusohjeet ja suunnitteluoppaat sekä piirin saatavuus. Näillä perusteilla ajuripiiriksi valikoitui Texas Instrumentin valmistama TPS61165. TPS61165 on fyysiseltä kooltaan pieni, 2 mm kertaa 2 mm, ja sen käyttösovellukset ovat korkean kirkkauden ledivalaistus (engl. High-brightness LED lighting) sekä taustavalaistus erilaisissa media sovelluksissa. Sisääntulojännitteen toiminta-alue piirille on 3 voltin ja 18 voltin väliltä ja ulostulojännitteeksi piiri pystyy ajamaan vähintään sisääntulojännitteen suuruisen ja maksimissaan 30 voltin suuruisen jännitteen. TPS61165 ei tarvitse ulkoista kytkintä, koska se on varustettu sisäisellä FETkytkimellä, joka kestää 40 voltin kytkentäjännitettä sekä 1,2 ampeerin kytkentävirtaa. Hyötysuhteeksi luvataan jopa 90 prosenttia. Tutkitaan kuvan 18 avulla tarkemmin piirin portteja sekä toimintaa. [12]
- 29 Kuva 18 TPS61165 toiminnallinen lohkokaavio [12, s.5] TPS61165 on kuusi porttia: V IN, CTRL, SW, GND, COMP sekä FB. Portti numero yksi on V IN, johon nimensä mukaisesti kytketään piirin sisääntulojännite, jonka tulee olla 3 ja 18 voltin väliltä. [12] Toinen portti on CTRL, joka on monifunktioinen portti. Sen kautta aktivoidaan ledien ohjaus, otetaan vastaan ulkoinen PWM-signaali tai 1-wire-signaali. Joka kerta, kun TPS61165 käynnistetään, CTRL portin kautta valitaan himmennystila sekä vastaanotetaan kyseisen himmennystilan ohjaus. Himmennystila vaihtoehtoja on tarjolla kolme kappaletta: ei himmennystä ollenkaan, analoginen ulkoisen PWM-signaalin pulssisuhteen D mukainen tai digitaalinen ulkoisen 1-wire mukainen. Kuvassa 19 on piirrettynä tarkemmin piirin sisäinen logiikka, jonka avulla CTRL, FB ja COMP porttien vuorovaikutukset syntyvät.
30 Kuva 19 Lohkokaavio esitys kuinka TPS61165 CTRL, FB sekä COMP signaalit ovat vuorovaikutuksessa toisiinsa [12, s.10] Mikäli ei haluta käyttää himmennystä ollenkaan, voidaan CTRL portti kytkeä suoraan sisääntulojännitteeseen V IN. CTRL portin ollessa pysyvästi korkeassa jännitteessä, on sen invertoitu arvo pysyvästi alhaalla. Signaalin ollessa alhaalla kytkeytyy kuvan 19 sulkutyyppinen n-kanavainen FET1 johtamaan, FET2 ollessa pois päältä. Näin ollen differentiaalivahvistimen positiiviseen sisääntuloon kytkeytyy V REF, jota verrataan negatiiviseen sisääntuloon kytkettyyn takaisinkytkentä jännitteeseen V FB. Tätä vaihtoehtoa tullaan käyttämään myös rakennettavassa valaisin 1:ssa. [12] Oletusarvoisesti himmennystilana on vaihtoehto kaksi, eli ulkoinen PWMsignaali. Ulkoisen PWM-signaalin loogisella ykkösellä CTRL-signaalin invertoitu arvo on alhaalla ja edellä kuvatulla tavalla kytkeytyy differentiaalivahvistimen positiiviseen sisääntuloon V REF. PWM-signaalin loogisella nollalla CTRL-signaalin invertoitu arvo on ylhäällä, jolloin FET1 lakkaa johtamasta ja sulkutyyppinen p-kanavainen FET2 alkaa johtaa. FET2 johtaminen aiheuttaa sen, että se vetää differentiaalivahvistimen positiivisen sisääntulon maihin, eli nollaan volttiin. Kuten datalehdellä sanotaan ulkoinen PWM-signaali leikkaa pulssisuhteensa D mukaisesti V REF jännitettä. Differentiaalivahvistimen positiiviseen sisääntuloon kytkeytyvä jännite ei ole enää suoraan 200 millivoltin suuruinen referenssijännite V REF, vaan kyseinen referenssijännite täytyy kertoa PWM-signaalin pulssisuhteella D, jotta saadaan todellinen sisääntulojännite differentiaalivahvistimelle. [12] Kolmas himmennystila on digitaalinen 1-wire, joka mahdollistaa esimerkiksi ulkoisen mikroprosessorin käytön ohjaamaan ledien himmennystä. TPS61165 datalehdeltä löytyvät tarkat digitaaliset mallit kuinka piiri aktivoidaan 1-wire tilaan sekä kuinka himmennysdata pitää syöttää CTRL portin kautta. [12] Seuraava portti on SW, joka on piirin ns. kytkentä solmupiste (engl. switching node), eli se yhdistetään kelan sille puolelle, jota hakkuri kytkee maihin tai kuormaan. SW-linjan kautta mitataan ulostulojännitettä myös OLP (Open Led Protection) varalta. Neljäs portti on piirin maataso eli GND. [12] Portti numero viisi on COMP. Se on kytkettynä takaisinkytkentälinjan differentiaalivahvistimen ulostuloon ja sen tarkoituksena on stabiloida kyseistä linjaa.